高频开关电源设计与应用实例(txt+pdf+epub+mobi电子书下载)

作者：周志敏,周纪海,纪爱华

出版社：人民邮电出版社

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高频开关电源设计与应用实例试读：

前言

随着电子技术的快速发展，电子系统的应用领域越来越广泛，电子设备的种类也越来越多。而电子设备都离不开可靠的电源，电源性能的优劣直接关系到整个电子系统的安全性和可靠性。电子设备的小型化和低成本化使电源以轻、薄、小和高效率为主要发展方向，对电源的要求更加灵活多样，开关电源恰好符合这些要求。随着电子元器件的快速发展，开关电源的应用越来越广，开关频率的持续提高使开关电源的性能也得以进一步优化，集成度更高，功耗更低，电路更加简单，工作更加可靠，是开关电源发展的方向。

目前，我国通信、信息、家电、国防等领域的电子设备普遍采用高频开关电源，高频开关电源的开发、研制和生产已成为发展前景十分诱人的朝阳产业。在全球倡导节能环保、提高能效的背景下，高频开关电源的设计正面临着前所未有的挑战。为此，本书结合国内外高频开关电源技术的发展动向，系统地介绍了在高频开关电源设计中应掌握的电子元器件特性、电子变压器、基本电路、控制技术及PWM控制器，重点讲述了绿色高频开关电源技术，如无源和有源功率因数校正电路的特性、功率因数校正集成控制器及高性能软开关功率因数校正电路设计、软开关控制技术、高频开关电源软开关控制器及软开关变换器电路设计、现代高效电荷泵技术及典型应用电路设计等。此外，书中还用一定的篇幅介绍了高频开关电源热设计和电磁兼容设计技术，给出了国内外绿色电源集成变换器有代表性的典型应用电路。读者可将书中的典型电路直接或作部分修改后，应用于工程设计中。本书将高频开关电源基础理论知识、设计方法和应用电路融于一体，使内容既通俗易懂，又结合实际，是从事高频开关电源设计、开发和应用的工程技术人员的必备参考书。

本书在写作过程中得到了国内专业学者和同行的大力支持，在此表示衷心的感谢。

由于时间仓促，水平有限，书中难免存在疏漏之处，敬请读者批评指正。编者

第1章 概述

● 高频开关电源的构成、工作原理与分类

● 高频开关电源常用的变换器电路类型

● 高频开关电源技术与产业的发展

● 国外高频开关电源的技术动态

1.1 高频开关电源基础知识

开关电源被誉为高效节能电源，它代表着稳压电源的发展方向，现已成为稳压电源的主流产品。近20多年来，集成开关电源沿着下述两个方向不断发展。第一个方向是对开关电源的核心单元——控制电路实现集成化。1997年国外首先研制成脉宽调制（PWM）控制器集成电路，美国摩托罗拉（Motorola）公司、硅通用公司（Silicon General）、尤尼特德公司（Unitrode）等相继推出一批PWM芯片，典型产品有MC3520、SG3524、UC3842。20世纪90年代以来，国外又研制出开关频率达1MHz的高速PWM、PFM（脉冲频率调制）芯片，典型产品如UC1825、UC1864。第二个方向则是对中、小功率开关电源实现单片集成化。这大致分两个阶段：20世纪80年代初意－法半导体有限公司（SGS—Thomson）率先推出L4960系列单片开关式稳压器。该公司于20世纪90年代又推出了L4970A系列，其特点是将脉宽调制器、功率输出级、保护电路等集成在一个芯片中，使用时需配置上工频变压器与电网隔离，适用于制作低压输出（5.1～40V）、大中功率（400W以下）、大电流（1.5～10A）、高效率（可达到90％以上）的开关电源。1.1.1 高频开关电源的构成、工作原理与分类

开关电源具有体积小、效率高等一系列优点，在各类电子产品中得到了广泛的应用。但由于开关电源的控制电路比较复杂、输出纹波电压较高，所以开关电源的应用也受到一定的限制。

电子装置小型化和轻量化的关键是供电电源的小型化，因此需要尽可能地降低电源电路中的损耗。开关电源中的开关管工作于开关状态，必然存在开关损耗，而且损耗的大小随开关频率的提高而增加。另一方面，开关电源中的变压器、电抗器等磁性元件及电容元件的损耗也随频率的提高而增加。

目前市场上开关电源中功率开关管多采用双极型晶体管，开关频率可达几十千赫；采用MOSFET的开关电源转换频率可达几百千赫。为提高开关频率，必须采用高速开关器件。对于兆赫以上开关频率的电源可利用谐振电路，这种工作方式称为谐振开关方式。它可以极大地提高开关速度，原理上开关损耗为零，噪声也很小，这是提高开关电源工作频率的一种方式。采用谐振开关方式的兆赫级变换器已经实用化。

1．开关电源的基本构成

开关电源采用功率半导体器件作为开关器件，通过周期性地间断工作，控制开关器件的占空比来调整输出电压。开关电源的基本构成如图1-1所示，其中DC/DC变换器用于进行功率转换，它是开关电源的核心部分，此外还有启动、过流与过压保护、噪声滤波等电路。输出采样电路（R、R）用于检测输出电压的变化，与基准电压U比较，12r误差电压经过放大及脉宽调制（PWM）电路，再经过驱动电路控制功率器件的占空比，从而达到调整输出电压大小的目的。

开关电源的核心部分DC/DC变换器有多种电路形式，常用的有工作波形为方波的PWM变换器以及工作波形为准正弦波的谐振型变换器。图1-1 开关电源的基本构成

对于串联线性稳压电源，输出对输入的瞬态响应特性主要由调整管的频率特性决定。但对于开关电源，输入的瞬态变化比较多地表现在输出端。在提高开关频率的同时，由于反馈放大器的频率特性得到改善，开关电源的瞬态响应问题也能得以解决。负载变化瞬态响应主要由输出端LC滤波器的特性决定，所以可以利用提高开关频率、降低输出滤波器体积的方法来改善瞬态响应特性。

2．开关稳压电源的基本工作原理

开关稳压电源按控制方式分为调宽式和调频式两种，在实际的应用中，调宽式使用得较多。在目前开发和使用的开关电源集成电路中，绝大多数为脉宽调制型。因此，下面就主要介绍调宽式开关稳压电源。调宽式开关稳压电源的基本原理如图1-2所示。图1-2 调宽式开关稳压电源的基本原理图

对于单极性矩形脉冲来说，其直流平均电压U取决于矩形脉冲0的宽度，脉冲越宽，其直流平均电压值就越高。直流平均电压U可0由以下公式计算：

式中：U为矩形脉冲最大电压值，T为矩形脉冲周期，T为矩形m1脉冲宽度。

从式（1-1）可以看出，当U与T不变时，直流平均电压U将与m0脉冲宽度T成正比。这样，只要设法使脉冲宽度随稳压电源输出电压1的增高而变窄，就可以达到稳定电压的目的。

开关稳压电源的基本电路框图如图1-3所示。交流电压经整流电路及滤波电路整流滤波后，变成含有一定脉动成分的直流电压，该电压进入高频变换器被转换成所需电压值的方波，最后再将这个方波电压经整流滤波变为所需要的直流电压。图1-3 开关电源基本电路框图

控制电路为一脉冲宽度调制器，它主要由取样器、比较器、振荡器、脉宽调制电路及基准电压等电路构成。这部分电路目前已集成化，已具有适用于各种开关电源应用的系列产品。控制电路用来调整高频开关元件的开关时间比例，以达到稳定输出电压的目的。（1）开关稳压电源的优点

①功耗小，效率高。在开关稳压电源电路中，开关管在激励信号的激励下，它交替地工作在导通—截止和截止—导通的开关状态下，转换速度很快，工作频率一般为50kHz左右，在一些技术先进的国家，可以做到几百千赫或者近1000kHz。这使得开关管的功耗很小，电源的效率可以大幅度地提高，其效率可达到80％。

②体积小，重量轻。从开关稳压电源的原理框图可以清楚地看到没有采用笨重的工频变压器。开关管上的耗散功率大幅度降低后，又省去了较大的散热片。由于这两方面的原因，开关稳压电源实现了体积小、重量轻。

③稳压范围宽。开关稳压电源的输出电压是由激励信号来调节的，输入信号电压的变化可以通过调频或调宽来进行补偿，这样在工频电网电压变化较大时，它仍能够保证有较稳定的输出电压。所以，开关电源的稳压范围很宽，稳压效果很好。此外，改变占空比的方法有脉宽调制型和频率调制型两种。这样，开关稳压电源不仅具有稳压范围宽的优点，而且实现稳压的方法也较多，设计人员可以根据实际应用的要求，灵活地选用各种类型的开关稳压电源。

④滤波的效率大为提高，使滤波电容的容量和体积大为减小。开关稳压电源的工作频率目前基本上为50kHz，是线性稳压电源的1000倍，这使整流后的滤波效率几乎也提高了1000倍。就是采用半波整流后加电容滤波方式，效率也可提高500倍。在相同的纹波输出电压下，采用开关稳压电源时，滤波电容的容量只是线性稳压电源中滤波电容的 1/500～1/1000。

⑤电路形式灵活多样。开关稳压电源的形式有自激式和他激式，有调宽型和调频型，有单端式和双端式等，设计人员可以发挥各种类型电路的特长，设计出能满足不同应用场合的开关稳压电源。（2）开关稳压电源的缺点

开关稳压电源的缺点是存在较为严重的开关干扰。在开关稳压电源中，功率开关管工作在开关状态，在其开关过程中产生的交流电压和电流通过电路中的其他元器件产生尖峰干扰和谐振干扰，这些干扰如果不采取一定的措施进行抑制、消除和屏蔽，就会严重地影响整个系统的正常工作。此外，由于开关稳压电源振荡器没有工频变压器的隔离，这些干扰就会窜入工频电网，使附近的其他电子仪器和控制设备受到严重的干扰。

目前，由于国内微电子技术、阻容器件生产技术以及磁性材料技术与一些技术先进国家还有一定的差距，因而开关稳压电源的造价不能进一步降低，也影响到可靠性的进一步提高。所以在我国的电子仪器以及机电一体化仪器中，开关稳压电源还不能得到十分广泛的应用。特别是对于无工频变压器开关稳压电源中的高压电解电容器、高反压大功率开关管、开关变压器的磁芯材料等，我国还处于研究、开发阶段。在一些技术先进国家，开关稳压电源虽然有了一定的发展，但在实际应用中也还存在一些问题，不能令人十分满意。这暴露出开关稳压电源的又一个缺点，那就是电路结构复杂，故障率高，维修麻烦。对此，如果设计者和制造者不予以充分重视，则将直接影响到开关稳压电源的推广应用。当今，开关稳压电源推广应用比较困难的主要原因就是它的制作技术难度大、维修麻烦和成本较高。

3．开关电源的分类

现在，电子技术及其应用，对电子仪器和设备的要求是：在性能上更加安全可靠，在功能上不断地增强，在使用上自动化程度越来越高，在体积上要日趋小型化。这使采用具有众多优点的开关稳压电源就显得更加重要了。所以，开关稳压电源在计算机、通信、航天、家电等方面都得到了越来越广泛的应用，发挥了巨大的作用，这大大促进了开关稳压电源的发展，从事这方面研究和生产的人员也在不断地增加，开关稳压电源的品种和类型也越来越多。图1-4 给出了各种类型开关稳压电源的原理图。目前开关稳压电源的拓扑结构可分为以下几类。（1）按激励方式分类

①他激式开关稳压电源。电路中设有激励信号的振荡器，电路形式如图1-4（e）所示。

②自激式开关稳压电源。开关管兼作振荡器中的振荡管，电路形式如图1-4（f）所示。（2）按调制方式分类

①脉宽调制型开关稳压电源。振荡频率保持不变，通过改变脉冲宽度来改变和调节输出电压的大小，有时通过取样电路、耦合电路等构成反馈闭环回路来稳定输出电压的幅度。

②频率调制型开关稳压电源。占空比保持不变，通过改变振荡器的振荡频率来调节和稳定输出电压的幅度。

③混合调制型开关稳压电源。通过调节导通时间的振荡频率来完成调节和稳定输出电压的幅度。（3）按开关管电流的工作方式分类

①开关型开关稳压电源。用开关管把直流电变成高频标准方波，电路形式类似于他激式。

②谐振型开关稳压电源。开关管与LC谐振回路将直流电变成准正弦波，电路形式类似于自激式。（4）按开关管的类型分类

①晶体管型开关稳压电源。采用晶体管作为开关管，电路形式如图1-4（d）所示。

②可控硅型开关稳压电源。采用可控硅作为开关管，这种电路的特点是直接输入交流电，不需要一次整流部分，其电路形式如图1-4（c）所示。（5）按储能电感与负载的连接方式分类

①串联型开关稳压电源。储能电感串联在输入与输出电压之间，电路形式如图1-4（a）所示。

②并联型开关稳压电源。储能电感并联在输入与输出电压之间，电路形式如图1-4（b）所示。（6）按开关管的连接方式分类

①单端式开关稳压电源。电路中仅使用一个开关管，这种电路的特点是价格低，结构简单，但输出功率不高，其电路形式如图1-4（a）、（b）和（d）所示。图1-4 各种类型开关稳压电源的原理图

②推挽式开关稳压电源。电路中使用两个开关管，将其连接成推挽功率放大器形式。这种电路的特点是开关变压器必须具有中心抽头，电路形式如图1-4（j）所示。

③半桥式开关稳压电源。电路中使用两个开关管，将其连接成半桥形式。它的特点是适应于输入电压较高的场合，电路形式如图1-4（i）所示。

④全桥式开关稳压电源。电路中使用4 个开关管，将其连接成全桥形式。它的特点是输出的功率比较大，其电路形式如图1-4（k）所示。（7）按输入与输出电压的大小分类

①升压式开关稳压电源。输出电压比输入电压高，实际上就是并联型开关稳压电源。

②降压式开关稳压电源。输出电压比输入电压低，实际上就是串联型开关稳压电源。（8）按工作方式分类

①可控整流型开关稳压电源。所谓可控整流型开关稳压电源，是指采用可控硅整流元件作为调整开关管，可由交流市电电网直接供电，也可用变压器变压后供电（这种供电方式在开关稳压电源刚兴起的初期常常采用，目前基本上不太采用）。在可工作的半波内，截去正弦曲线的前一部分，这一部分所占角度称为截止角，导通的正弦曲线的后一部分称为导通角。这种类型的开关电源依靠调节导通角的大小，可达到调整输出电压和稳定电压的目的，其电路如图图1-4（h）所示。

②斩波型开关稳压电源。斩波型开关稳压电源是指采用直流供电，直流输入电压加到开关电路上，在开关电路的输出端得到单向的脉动直流电，经过滤波得到与输入电压不同的稳定的直流电压。电路还从输出电压取样，经过比较、放大，控制脉冲发生电路产生的脉冲信号，用以控制调整开关的导通时间和截止时间的长短或开关的工作频率，最后达到稳定输出电压的目的。过压保护电路也是依据这一部分提供的取样信号来进行工作的，斩波型电路的形式如图1-4（g）所示。

③隔离型开关稳压电源。这种形式的开关电源是在输入回路与逆变电路之间，经过高频变压器（也可称为开关变压器），利用磁场的变化实现能量的传递，没有电流间的直接流通。隔离型开关稳压电源采用直流供电，经过开关电路，将直流电变成频率很高的交流电，再经变压器隔离、变压（升压或降压），然后经整流器整流，最后就可以得到极性和幅值各不相同的多组直流输出电压。电路从输出端取样，经放大后反馈至开关控制端，控制驱动电路的工作，最后达到稳定输出电压的目的。这种形式的开关稳压电源在实际稳压电源中的应用最为广泛。（9）按电路结构分类

①散件式开关稳压电源。整个开关稳压电源电路都是采用分立元器件组成的，它的结构较为复杂，可靠性较差。

②集成电路式开关稳压电源。整个开关稳压电源电路或电路的一部分是由集成电路组成的，这种集成电路通常为厚膜电路。有的厚膜集成电路中包括开关管，有的则不包括开关管。这种开关电源的特点是电路结构简单，调试方便，可靠性高。

以上阐述的开关稳压电源的种类都是站在不同的角度，按开关稳压电源的不同特点来分类的。尽管各种电路的激励方法、输出直流电压的调节手段、储能电感的连接方式、开关管的种类以及串并联结构等各不相同，但是它们最后可以归结为串联型开关稳压电源和并联型开关稳压电源两大类。1.1.2 高频开关电源常用的变换器电路类型

开关电源变换器的拓扑结构是指能用于转换、控制和调节输入电压的功率开关器件和储能元件的不同配置。开关电源变换器的拓扑结构可分为两种基本类型：非隔离型（在工作期间输入源和输出负载共用一个共同的电流通路）和隔离型（能量转换是用一个相互耦合的磁性元件变压器来实现的，而且从源到负载的耦合是借助于磁通而不是共同的电流回路）。变换器拓扑结构是根据系统造价、性能指标和输入/输出负载特性诸因素选定的。

1．非隔离开关变换器

非隔离开关变换器有4种基本拓扑结构用于DC/DC变换器。（1）降压拓扑结构

降压式开关电源的典型电路如图1-5所示。当开关管VT导通时，1二极管VD截止，输入的整流电压经VT和L向C充电，这一电流使电11感L中的储能增加。当开关管VT截止时，电感L感应出左负右正的电1压，并经负载 R和续流二极管 VD释放存储的能量，维持直流输出L1电压不变。电路输出的直流电压的高低由加在VT基极上的脉冲宽度1确定。

这种电路所用元件少，它同下面介绍的另外两种电路一样，只需要利用电感、电容和二极管即可实现。降压变换器将输入电压变换成较低的稳定的输出电压。输出电压（U）和输入电压（U）的关系为：oi（2）升压拓扑结构

升压式开关电源的典型电路如图1-6所示。当开关管VT导通时，1电感L储存能量。当开关管 VT截止时，电感 L 感应出左负右正的电1压，该电压叠加在输入电压上，经二极管VD向负载供电，使输出电1压大于输入电压，形成升压式开关电源。升压变换器将输入电压变换成较高的稳定的输出电压。输出电压和输入电压的关系为：图1-5 降压式开关电源图1-6 升压式开关电源（3）逆向拓扑结构

逆向变换器将输入电压变换成较低的反相输出电压。输出电压与输入电压的关系为：（4）反转式拓扑结构

反转式开关电源的典型电路如图1-7所示。这种电路又称为升降压式开关电源。无论开关管VT之前的脉动直流电压是高于还是低于1输出端的稳定电压，电路均能正常工作。图1-7 反转式开关电源

当开关管VT导通时，电感L储存能量，二极管VD截止，负载R11L靠电容C上的充电电荷供电。当开关管VT截止时，电感L中的电流继1续流通，并感应出上负下正的电压，经二极管VD向负载供电，同时1给电容C充电。

反转式变换器将输入电压变换成稳定的较低的反相电压或较高的输出电压（电压值取决于占空比）。输出电压和输入电压的关系为：

2．隔离式开关变换器

隔离式开关变换器的拓扑结构有很多种，但其中3种比较通用，它们是逆向变换器、正向变换器和推挽变换器。在这些电路中，从输入电源到负载的能量转换是通过一个变压器磁通耦合或其他磁性元件实现的。（1）推挽型变换器与半桥型变换器

推挽型变换器与半桥型变换器是典型的逆变整流型变换器，电路结构如图1-8所示。加在变压器一次绕组上的电压为幅度等于输入电压U、宽度为开关导通时间t的脉冲波形，变压器二次电压经二极管ionVD、VD全波整流变为直流。12图1-8 推挽型与半桥型变换电路

推挽式开关电源的典型电路如图1-8（a）所示。它属于双端式变换电路，高频变压器的磁芯工作在磁滞回线的两侧。该电路使用两个开关管VT和VT，两个开关管在外激励方波信号的控制下交替导通12与截止，在变压器T的次级统组得到方波电压，经整流滤波变为所需要的直流电压。

这种电路的优点是两个开关管容易驱动，主要缺点是开关管的耐压要达到电路峰值电压的两倍。电路的输出功率较大，一般为100～500W。

图1-8（b）所示为半桥型变换器的电路结构。如只从输出侧滤波器来看，其工作原理和降压型变换器完全相同，二次侧滤波电感用于存储能量。电压变换比m与降压型变换器相类似，即：

式中：n为变压器的匝数比，n＝N/N；N为一次绕组的匝数；121N为二次绕组的匝数。2（2）单端激励型变换器

①单端反激式开关电源。单端反激式开关电源的典型电路如图1-9（a）所示。所谓的单端是指高频变换器的磁芯仅工作在磁滞回线的一侧。所谓的反激是指当开关管VT导通时，高频变压器T初级绕1组的感应电压为上正下负，整流二极管VD处于截止状态，在初级绕1组中储存能量。当开关管 VT截止时，变压器T初级绕组中存储的能1量通过次级绕组及VD整流和电容C滤波后向负载输出。1

单端反激式开关电源是一种成本最低的电源电路，输出功率为20～100W，可以同时输出不同的电压，且有较好的电压调整率；唯一的缺点是输出的纹波电压较大，外特性差，适用于相对固定的负载。

单端反激式开关电源使用的开关管VT承受的最大反向电压是电1路工作电压的两倍，工作频率为20～200kHz。

②单端正激式开关电源。其典型电路如图1-9（b）所示。这种电路在形式上与单端反激式电路相似，但工作情形不同。当开关管VT1导通时，VD也导通，这时电网向负载传送能量，滤波电感L储存能2量；当开关管VT截止时，电感L通过续流二极管VD继续向负载释放13能量。它是采用变压器耦合的降压型变换器电路。与推挽型变换器一样，加在变压器一次侧（一半）上的脉冲电压的振幅等于输入电压U，宽度为开关导通时间t，变压器二次电压经二极管全波整流变为ion直流。电压变换比为m＝D/n。图1-9 单端激励开关电源电路

开关管VT断开时，变压器释放能量，二极管VD和绕组N就是133为此而设的，能量通过它们反馈到输入侧。开关一断开，绕组N中1存储的能量转移到绕组N中。为防止变压器饱和，在开关断开期间3内变压器必须全部消磁，则t≤（1 − D）T。res

在电路中还设有钳位线圈与二极管VD，它可以将开关管VT的11最高电压限制在两倍电源电压之间。为满足磁芯复位条件，即磁通建立和复位时间应相等，所以电路中脉冲的占空比不能大于50％。

由于这种电路在开关管 VT导通时，通过变压器向负载传送能1量，所以输出功率范围大，可输出50～200W的功率。电路使用的变压器结构复杂，体积也较大，正由于这个原因，这种电路的实际应用较少。（3）隔离型Cuk变换器

隔离型Cuk变换器电路如图1-10所示。开关断开时，电感L的电1流I对电容C充电，同时C也充电（二极管VD导通）；开关VT 导L11112通时，二极管 VD变为截止状态，C通过L向负载放电。122图1-10 隔离型Cuk变换器电路（4）电流变换器

电流变换器电路如图1-11所示，它是逆变整流型变换器。图1-11（a）是能量回馈方式，开关VT（VT）导通时，电感器L的一12次侧电压为U− nU（式中n＝N/N），电感L 励磁并储存能量；do12VT（VT）断开时，储存在电感L 中的能量通过二极管 VD反馈到输123入侧。对于图1-11（b）所示的变换器，两只开关同时导通时，加在电感L上的电压为U，电感L励磁并储存能量。任意一只开关断开d时，反向电压（nU− U）加到电感L上，电感L释放能量，其工作原od理与升压型变换器类似。图1-11 电流变换器电路（5）全桥型变换器

全桥型变换器如图1-12所示，VT、VT及VT、VT是两对开关1324管，重复交互通断，但两对开关导通有时间差，所以变压器一次侧加的电压U为脉冲宽度等于其时间差的方波电压。变压器二次侧的二AB极管将此电压整流变为方波，再经滤波器变为平滑直流电供给负载。电压变换比为m＝D/n。图1-12 全桥型变换电路（6）准谐振型变换器

在开关变换器电路中接入电感和电容的谐振电路，流经开关的电流以及加在开关两端的电压波形为准正弦波，这种电路被称为准谐振型变换器。图1-13所示为电流谐振开关和电压谐振开关的基本电路以及工作波形。

图1-13（a）所示是电流谐振开关，谐振用电感L和开关VT串联，r流经开关的电流为正弦波的一部分。当开关导通时，电流i从0以正s弦波形状上升，上升到电流峰值后，又以正弦波形状减小到零。电流变为零之后，开关断开，波形图如图1-13（a）所示。开关再次导通时，重复以上过程。由此可见，开关在零电流时通断，这样动作的开关叫做零电流开关（Zero-Current Switch），简称为ZCS。在零电流开关中，开关通断时与电压重叠的电流非常小，从而可以降低开关损耗。采用电流谐振开关时，寄生电感可作为谐振电路元件的一部分，这样可以降低开关断开时产生的浪涌电压。

图1-13（b）所示电路为电压谐振开关，谐振电容C与开关并联，r加在开关两端的电压波形为正弦波的一部分。开关断开时，开关两端电压从0以正弦波形状上升，上升到峰值后又以正弦波形状下降为零。电压变为零之后，开关导通，波形图如图1-13（b）所示。开关再断开时，重复以上过程。可见，开关在零电压处通断，这样动作的开关叫做零电压开关（Zero-Voltage Switch），简称ZVS。在零电压开关中，开关通断时与电流重叠的电压非常小，从而可以降低开关损耗。这种开关中寄生电感与电容作为谐振元件的一部分，可以消除开关导通时的电流浪涌与断开时的电压浪涌。图1-13 准谐振开关电路

电流谐振开关中开关导通时电流脉冲宽度由谐振电路决定，为了进行脉冲控制，需要保持导通时间不变，改变开关的断开时间。对于电压谐振开关，开关断开时的电压脉冲宽度由谐振电路决定，为了进行脉冲控制，需要保持开关的断开时间不变，改变开关的导通时间。在以上两种情况下，改变开关工作周期，则谐振变换器由改变开关工作频率进行控制。

在图1-13所示电路中，开关电压或电流的波形为半波，但也可以为全波，因此谐波开关又可分为半波谐振开关和全波谐振开关两种。（7）自激式开关电源

自激式开关电源的典型电路如图1-14所示。这是一种利用间歇振荡电路组成的开关电源，也是目前广泛使用的基本电源之一。图1-14 自激式开关电源

当接入电源后，R给开关管VT提供启动电流，使VT开始导111通，其集电极电流I在L中线性增大，在L中感应出使 VT基极为C121正、发射极为负的正反馈电压，使VT很快饱和。与此同时，感应电1压给C充电。随着C充电电压的增大，VT基极电位逐渐变低，致使111VT退出饱和区，I开始减小，在L中感应出使VT基极为负、发射极1C21为正的电压，使VT迅速截止。这时二极管VD导通，高频变压器T初11级绕组中的储能释放给负载。在VT截止时，L中没有感应电压，直12流供电输入电压又经R给C反向充电，逐渐提高VT的基极电位，使111其重新导通，再次翻转达到饱和状态，电路就这样重复振荡下去。这里就像单端反激式开关电源那样，由变压器T的次级绕组向负载输出所需要的电压。

自激式开关电源中的开关管起着开关及振荡的双重作用，也省去了控制电路。电路中由于负载位于变压器的次级且工作在反激状态下，具有输入和输出相互隔离的优点。这种电路不仅适用于大功率电源，亦适用于小功率电源。

1.2 高频开关电源技术的发展

1．技术的发展

目前我国通信、信息、家电、国防等领域的电源普遍采用高频开关电源，相控电源将逐渐被淘汰。国内开关电源技术的发展，基本上源于20世纪70年代末和80年代初。当时引进的开关电源技术，在高等院校和一些科研院所停留在试验开发和教学阶段。20世纪80年代中期开关电源产品开始推广和应用，这一时期开关电源的特点是采用20kHz 脉宽调制（PWM）技术，效率可达65％～70％。

历经二十几年的不断发展，开关电源技术有了重大进步和突破。新型功率器件的开发促进了开关电源的高频化，功率MOSFET和IGBT可使中小型开关电源的工作频率达到400kHz （AC/DC）或 1MHz（DC/DC）；软开关技术使高频开关电源的实现有了可能，它不仅可以减小电源的体积和重量，而且提高了电源的效率（国产6kW通信开关电源采用软开关技术，效率可达 93％）；控制技术的发展和专用控制芯片的生产，不仅使电源电路大幅度简化，而且使开关电源的动态性能和可靠性大大提高；有源功率因数校正（APFC）技术的开发，提高了AC/DC开关电源的功率因数，既治理了电网的谐波污染，又提高了开关电源的整体效率。

开关电源和相控电源相比，在技术上是一次飞跃，不仅可以方便地得到不同大小的直流电压，而且甩掉了体大笨重的工频变压器；由于采用高频功率变换，电源体积和重量明显减小，而且技术性能大大提高。在开关电源的所有应用领域，通信电源是增长速度最快的一部分。新型磁材料和新型变压器的开发，新型电容器和EMI滤波器技术的进步，专用集成控制芯片的研制成功，使开关电源小型化，并提高了 EMC 性能。微处理器监控的应用，提高了电源的可靠性，也适应了市场对其智能化的要求。

新型功率半导体器件的发展是开关电源技术进步的龙头。目前正在研究高性能的碳化硅功率半导体器件，一旦开发成功，对电源技术的影响将是革命性的。另外，平面变压器、压电变压器、新型电容器等元器件的发展，也将对电源技术的发展起到重要作用。

集成化模块是开关电源的一个重要发展方面，从控制电路的集成、驱动电路的集成和保护电路的集成，最后达到整机的集成化生产。集成化、模块化减少了外部连线和焊接工作量，提高了设备的可靠性，缩小了电源的体积，减轻了重量，目前 DC/DC 开关电源的功率密度可达到每立方英寸120W。

总之，回顾开关电源技术发展史，可以看到高效率、小型化、集成化、智能化、高可靠性是大势所趋，也是其今后的发展方向。

2．产业的发展（1）生产发展

在开关电源领域，民族产业一直占有举足轻重的地位。在开关电源应用的起步阶段，很多生产厂家采取的都是小作坊式的生产模式。经过二十余年的不懈努力，逐步向大规模生产转化，产品也从单一品种走向系列化。现在，中国已形成一批上亿元甚至10亿元以上产值的电源企业，有些产品已进入国际市场。（2）市场发展

我国信息产业、国防工业、家电行业特别是电信业的迅猛发展，是电源市场发展的强大推动力。据国家统计局最新资料显示，当前我国电子信息产业的产区、产出、销售总规模以及对国家经济增长的贡献均居全国各工业行业之首，成为我国工业第一支柱产业。

开关电源巨大的市场需求孕育了大批电源生产企业，成规模的企业有十几家，分为3种类型：第一类是自主研制开发，已生产出具有先进水平的系列电源产品，不仅可以满足各种电子设备的需要，而且在航空、铁路、电力、国防、家电等行业中广泛应用；第二类是中外合资企业，它们采用国外较为先进的技术，在国内用户中有较高的信誉度；第三类是进口部件国内组装，然后直接销售到国外市场，它们的产品质量好但成本也高，对国内市场的适应能力较差

3．标准制订

20世纪90年代初，高频开关电源的应用刚刚在电子、电信行业起步，适时颁布的《通信用高频开关整流器》和《通信局（站）电源系统总技术要求》等标准对指导生产、服务用户起到了重要作用，为高频开关电源在电信行业的迅速推广也起到了积极作用。随着市场的扩大，用户对电源智能化程度的要求越来越高，有关通信电源集中监控的标准相继被推出。随着技术不断进步，经验逐渐积累，行业标准急需修订，技术指标需要改进，测试方法需要完善，内容需要增加（例如动态响应、电磁兼容等），为把好产品质量关提供更可靠的依据。1.2.2 国外高频开关电源的技术动态

自20世纪90年代以来，开关电源的发展更是日新月异，许多新的领域、新的要求又对开关电源提出了更新更高的挑战。如果从一个开关电源的输入和输出端口观察，可以发现：输入的要求变得更严了，不符合 IEC1000-3-2标准的产品将陆续被淘汰；输出则派生了许多特殊的应用领域，研制和开发的难度变得更大了。正是由于外界的这些要求推动了两个开关电源的分支技术一直成为当今电力电子的研究热点，它们是有源功率因数校正技术和低压大电流高功率DC/DC变换技术。另外，由于技术性能、要求的提高，许多相关技术的研究，例如EMI技术、PCB技术、热理论的分析、集成磁技术、新型电容技术、新型功率器件技术、新型控制技术以及结构和工艺等正在迅速增加。

1．开关电源电路器件（1）半导体器件

功率半导体器件仍然是电力电子技术发展的龙头，电力电子技术的进步必须依靠不断推出新型电力电子器件。功率场效应管（MOSFET）由于为单极性多子导电，显著地缩短了开关时间，因而很容易地便可达到1MHz的开关工作频率而受到世人瞩目。要提高MOSFET的阻断电压，必须加宽器件的漂移区，结果使器件内阻迅速增大，器件的通态压降增高，通态损耗增大，所以只能应用于中小功率产品。为了降低通态电阻，美国IR公司采用提高单位面积内原胞个数的方法。如IR公司开发的一种HEXFET场效应管，其沟槽（TRENCH）原胞密度已达世界最高水平（每平方英寸1.12亿个），通态电阻可达3mΩ。自1996年以来，HEXFET的通态电阻以每年50％的速度下降。IR公司还开发了一种低栅极电荷（QG）的HEXFET，开关速度更快，同时兼顾通态电阻（R）和栅极电荷两者同时降低，则R×QG的下降率为每年30％。对于肖特基二极管的开发，最近利用TRENCH结构，有望出现压降更小的肖特基二极管，称作TMBS-沟槽MOS势垒肖特基二极管，有可能在极低电源电压应用中与同步整流的MOSFET竞争。

用于制造半导体器件的硅材料“统治”半导体器件已50年有余，目前硅性能潜力的进一步挖掘是有很大难度的。从20世纪70年代，特别是20世纪80和90年代以来，砷化镓（GaAs）、半导体金刚石、碳化硅（SiC）的研究始终在进行着。进入20世纪90年代以后，对碳化硅的研究达到了热点。实验表明，应用SiC的半导体器件的导通电阻只有Si器件的1/200。如电压较高的硅功率MOSFET的导通压降达3～4V，而SiC功率MOSFET的导通压降小于1V，关断时间小于10ns。实验表明，电压达300V的SiC肖特基二极管（另一电极用金、钯、钛、钴均可）的反向漏电流小于0.1mA/mm，而反向恢复时间几乎为零。

一段时间曾认为砷化镓很有希望取代硅半导体材料，现在实验表明，碳化硅材料的性能更优越。SiC的研究之所以滞后于GaAs，主要原因是SiC晶体的制造难度太大。当温度大于2000℃时，SiC尚未熔化，但到了2400℃ SiC已升华变成气体了。现在是利用升华法直接从气体状态生长晶体。目前的问题是要进一步改善 SiC 表面与金属的接触特性和进一步完善SiC的制造工艺，这些问题预计在5～10年内可得到解决。当应用SiC制造的半导体器件得到广泛应用时，它对电力电子技术的影响将会是革命性的。（2）新型变压器

变压器是电力电子产品或开关电源中必不可少的部件。平面变压器是近两年才面世的一种全新产品。与常规变压器不同，平面变压器没有铜导线，代之以单层或多层印制电路板，因而厚度远低于常规变压器，能够直接制作在印制电路板上。其突出优点是能量密度高，因而体积大大缩小，相当于常规变压器的20％；效率高，通常为97％～99％；工作频率高，从50kHz到2MHz；低漏感（小于0.2％），低电磁干扰（EMI）等。

压电变压器是应用电能—机械能—电能变换的一种新型变压器，它是利用压电陶瓷电致伸缩的正向和反向特性而制成的。两片压电陶瓷紧密牢固地结合在一起，将原边交变电压加于一片压电陶瓷的水平曲线，这片压电陶瓷将产生垂直方向的机械振动而使另一片牢固结合的压电陶瓷跟着一起作垂直振动，此时将在其水平轴线方向上产生电压（次级输出电压）。目前这种变压器的功率还不大，适用于电压较高而电流较小的应用场合。（3）超容电容器

超容电容器是电容器件近年来的最新进展，美国的麦克韦尔公司一直保持着超容电容技术的世界领先地位。超容电容器采用了独特的金属/碳电极技术和先进的非水电解质，具有极大的电极表面和极小的相对距离。现在已开发生产出多种具有广泛使用范围的超容电容器单元和组件，单元容量小到10F，大到2700F。超容电容器可方便地串联组合成高压组件或并联组合成高能量存储组件。超容电容器组件现已可提供650V的高压高能量应用。

2．电路集成和系统集成及封装工艺

开关电源的发展方向是模块化、集成化和智能化。具有各种控制功能的专用芯片在近几年发展很迅速，如功率因数校正（PFC）电路用的控制芯片，软开关控制用的ZVS、ZCS芯片，移相全桥用的控制芯片，ZVT、ZCT、PWM专用控制芯片，并联均流控制芯片，电流反馈控制芯片等。功率半导体器件则有功率集成电路（power IC）和IPM。IPM 以IGBT 作为功率开关，将控制、驱动、保护、检测电路一起封装在一个模块内。由于采用外部接线，焊点减少，可靠性显著提高。集成化、模块化使电源产品体积小、可靠性高，给应用带来极大方便。

电路集成的进一步发展方向是系统集成。如早期的开关电源是将 200～300 个零件装配在一起成为一个系统。这种做法要花很多时间和人工，成本高，也难于做得体积很小。美国VICOR公司生产的第一代电源模块受生产技术、功率和磁元件体积、封装技术的限制，密度始终未能超过每立方英寸80W。近年来推出的第二代电源模块，内部结构也改为模块式，已达到高度集成化和全面微控化，功率密度已经达到了每立方英寸 120W，电源模块内含元件只有第一代产品的1/3。第二代电源模块的控制电路只含两个元件，被称作“大脑”（Brain）。“大脑”是两片厚膜电路，由VICOR公司自行开发生产，其总体积只有0.1立方英寸，取代了第一代产品中的约100个控制元件，体积缩小了60％。

第二代产品的另一个突破是变压器的改良，采用屏蔽式结构和镀铜磁芯，把初级和次级线圈分置左右两边而温升很低，寄生电容和共模噪声也很低。变压器处理功率的密度达到了每立方英寸100W，温升只有3℃。

第二代产品功率器件的管芯直接焊接在基板上以取代第一代 TO-200 封装，可以提高散热效率，降低寄生电感、电容和热阻。第二代产品的集成度显然提高了，但还不是系统集成。李泽元教授领导的美国电力电子系统中心（Center of Power Electronics Systems，简称CPES）已经提出了系统集成的设想，将信息传输、控制与功率半导体器件全部集成在一起，组成的元器件之间不用导线连接以提高可靠性，采用三维空间热耗散的方法来改善散热性能，有可能将功率从几百瓦做到几十千瓦。

系统集成的结果是，可以改变现在的半自动化、半人工的组装工艺而达到完全自动化生产，因而可以降低成本，有利于推广应用。英特公司的微处理器的发展趋势是速度更快，电压更低，而需要的电流容量一直在增加。20世纪末英特微处理器的工作电压是2～3V/10A，工作频率是300MHz。而两年后它的工作电压降到1V，电流为30～50A，工作频率为1GHz。现在的做法是把开关电源紧靠微处理器放置，开关电源以很快的速度提供电流给微处理器，这样尚能满足现有微处理器的要求。预计将来微处理器的工作电压将进一步降低，电流进一步增大，速度进一步加快，现有的解决方法将无法达到它的要求。为此，李泽元教授就提出要彻底解决问题，必须将开关电源与微处理器结合在一起。今天英特公司大部分人接受了这一想法而在积极促成此事，提出的构想是：开关电源紧密结合在微处理器主机板下面。这样开关电源的大小必须与微处理器相当，而现在的开关电源要比微处理器大几十倍。如何减小体积是面临的新挑战。

3．功率因数校正技术的发展动态

功率因数校正的概念起源于1980年，但被重视和推广则在20世纪80年代末期和90年代。欧洲和日本相继对开关电源装置的输入谐波要求制定了标准，目前有两个标准，它们是IEC555-2和IEC1000-3-2，使得研究PFC技术已成为电源界的热点。通常有两大类PFC技术，一类是无源PFC技术，另一类是有源PFC技术。无源PFC技术采用无源元件来改善输入功率因数，减小电流谐波以满足标准要求，其特点是简单，但体积庞大、笨重，有些场合则无法满足要求。

有源功率因数校正技术的目的在于改善开关电源的输入功率因数，减小输入电流谐波，以满足 IEC1000-3-2标准。具体的实现方式很多，但主要的方法有两种，一种是在整流滤波电路和DC/DC功率级之间串入一个有源PFC作为前置级，用于提高功率因数和实现DC/DC级输入的预稳。这种方法称为两级PFC技术，用作PFC电路功率级的基本上是Boost变换器。两级PFC技术一般用于较大功率输出的应用场合。另一种办法是努力将PFC级与DC/DC功率级中的一些元器件公用，并实现统一的控制，通常公用的元器件是MOSFET。目前将这种方法称为单级PFC技术，实际上它不是纯单级PFC，应当是单开关PFC。这种技术由于控制简单，所需元器件少，因此小功率应用非常适合。但它的功率因数、谐波等指标与功率级效率、输入电压范围和负载范围等密切相关，因此设计和优化显得尤为重要。（1）两级PFC技术的现状和趋势

目前文献上研究的两级PFC 技术一般都是指Boost PFC 前置级和后随的DC/DC 功率变换级，对第一级Boost PFC 而言，研究的热点主要有两个，一个是功率级的进一步完善；另一个是PFC的控制简化。前一个问题是因为在Boost电路中，输出比输入高，因而保持最低的中间母线电压也必须大于最高输入电压的峰值，这由电网电压的范围决定。在我国，如果仅考虑单相电网输入，最高电压为270V，则母线电压就须设置在385～400V。高压输出对MOSFET的开通损耗和二极管的反向恢复损耗而言，在PWM硬开关工作状态下都会相当大，因此一个最大的问题就是如何减小或者消除这两个损耗，相应就有许多软开关Boost变换器理论的研究。现在较具代表性的有两种技术，一种是有源吸收技术，另一种是无源吸收技术。

有源吸收技术是采用附加的一些有源开关（例如辅助MOSFET）和一些无源LC元件及二极管器件，通过控制开关的时序，使得Boost变换器电路中的主开关和主二极管实现ZVS和ZCS。许多相应的Boost变换器电路已经被发明，如ZVT、ZCT Boost变换器，有源钳位Boost变换器，ZVZCS-Boost变换器等。有源吸收技术虽然能较好地解决主开关的软开关问题，但辅助开关自身往往仍是硬开关，仍会产生很大的功率损耗。再加上复杂的时序控制，使得变换器的成本增加，可靠性降低，在实际的产品设计中并不经常采用这种技术。

无源吸收技术则是采用无损元件LC和二极管组成的网络来延缓MOSFET的du/dt和二极管的di/dt，从而减小开通损耗和反向恢复损耗。这类吸收技术最近又获得新的进展，原因是它的成本较为低廉，不需要复杂的控制，可靠性较高。

除了Boost PFC 功率级的软开关技术研究外，另一个较为关注的研究方向是PFC的控制技术。目前最为常用的控制技术有3种，即工作模式（CCM）平均电流型控制Boost PFC、CCM/DCM边界控制Boost PFC 和电流钳位（Current Clamp）控制Boost PFC，下面分别予以简单介绍。

①平均电流型控制Boost PFC，是通过检测Boost电感电流并与正弦电流基准比较，经误差放大后，再与斜坡信号比较产生PWM占空比信号去控制主开关，以实现单位功率因数校正和稳定输出电压。其中正弦电流基准信号是由 AB/C 获得，A为输出检测信号经误差放大后的输出，B 是全波正弦输入电压的取样信号，C 则为输入交流电压取样信号平均值的平方。这种技术的电压环带宽低于20Hz，电流环则要求足够快，以保证不失真和低的谐波要求。它有专用控制器芯片，如UC3854。目前通常用于1kW以上的功率级。这种技术的优点是定频控制，功率因数高；缺点是要检测电感电流，控制器外围参数设计和选择较为复杂。

②CCM/DCM边界控制Boost PFC 则是一种滞后控制技术，它的上限是一个正弦基准电流，由输出检测信号经误差放大后与输入全波电压的检测信号相乘获得，下限则为零。具体是通过检测开关电流与正弦基准电流相比较，当达到该基准时关断开关，在电感电流达到零时再次开通。这种控制使得电感电流为临界电流工作状态，即CCM/DCM边界，可以消除二极管的反向恢复损耗，大大减小主开关的非零电压开通损耗。但它是一种变频控制技术，EMI滤波器的设计较为困难。另外由于电感较小，电感纹波电流较大，开关器件的通态损耗有所增加，因此在1kW以内可以采用这种技术。其优点是控制简单，专用芯片有MC34262等。

③电流钳位（Current Clamp）控制Boost PFC 则是前几年才引进的一种简单技术，它实际上就是电流型（峰值）控制Boost电路。由于外环是一个带宽非常低的电压环，其输出与开关电流比较去控制主开关的占空比，由此产生的输入电流介于正弦电流与方波电流之间，但仍有很高的功率因数。只要补偿斜坡的参数选择得当，便可相当容易地满足 IEC1000-3-2标准。这种技术的控制器就是专门的电流型PWM控制器，如UC3842～UC3845。最大占空比的控制和前馈环节的加入都会明显改善波形和功率因数。这种技术因控制极其简单，但谐波性能指标相对较差，多用于小功率场合（450W以内）。

除了上面3种常用的控制技术外，还有许多其他的控制技术，如onecycle控制的PFC技术、非线性载波控制的 PFC 技术等。简化 PFC控制，即如何省掉乘法器是目前研究控制技术的目标。对于两级技术中的后一级，一般是一个隔离 DC/DC 功率变换器，它的目的是将Bus 电压变成所需的负载电压。很多负载对该电压的要求是低纹波、高精度、好的动态响应和小的EMI等，因此对这一个DC/DC变换器及其控制也会提出很高的要求。作为完整的一个开关电源，高效率和轻量化是最最关键的要求。由于Boost PFC的加入，相应地会降低整个电源的效率，增加电源的总体积，所以这一级的选择、设计和优化就显得非常重要。（2）单级PFC技术的现状和发展趋势

早在1990年，美国科罗拉多大学Erickson教授等将前置级Boost电路和后随级Flyback （反激）变换器或者Forward（正激）变换器的MOSFET公用，提出所谓的单级PFC变换器。研究单级PFC技术的目的是减少元器件，节约成本，提高效率和简化控制等。与传统的两级电路比较，省了一个MOSFET，但增加了一个二极管，另外其控制采用一般的PWM方式，故相当简单。为保证高输入功率因数，输入电感的电流应当为DCM 方式，在这里控制器的作用是保证快速、稳定地输出，对于输入的功率因数则需功率级自身获得。功率因数的高低和谐波电流的高低，与电感的大小和拓扑结构等密切相关，这便是近五六年来研究单级PFC结构的真正动机。

回顾单级 PFC 技术的研究历程，不难发现，展开这种研究的前提条件是：IEC1000-3-2标准只对各次电流谐波提出了要求，而对功率因数并没要求，一个功率因数只有0.70左右的开关电源仍可满足各次电流谐波的要求。所以，只要有改善的电流波形，电源产品就有可能达到谐波标准，与真正的有源PFC技术不同，它对功率因数仅作开环控制。事实上已不能称为PFC，但鉴于传统，这里仍称单级PFC技术。单级PFC电路在实际电路中存在着一个非常严重的问题：当负载变轻，达到临界连续状态时，由于输出能量迅速减少，但控制占空比（由负载决定）没有变化，输入能量维持不变，使得此时 P＞P，多in0余的输入能量将对中间储能电容充电，U（电容器两端的电压）增cb加，占空比减小，从而使 P减小，最终达到一个新的平衡态，即Pinin＝P。这一过程使中间储能电容的电压到达一个很高值。在电路中，0对于90～265V的交流电网，该电压会达到甚至超过 1000V。就目前的电容技术和功率器件技术而言，这么高的电压都是不实际的，因此无法使用。此后的许多单级PFC电路都在努力研究如何将U降至cb450V以内，以便可以利用现有的电容和功率器件。

单级PFC技术的研究仍然呈现上升的趋势，原因是性能尚未最优，许多问题有待进一步解决。例如中间储能电容电压仍望降至 400V 以下。分析与设计还有一大堆问题要做，与两级PFC技术还要作出客观比较。

4．低电压大电流DC/DC变换技术的发展动态

低电压大电流高功率DC/DC变换技术，已从前些年的3.3V降至现在的1.0V左右，电流目前已可达到几十安至几百安等，同时电源的输出指标，如纹波、精度、效率、欠冲、过冲等技术指标也得到进一步提高。所有这些使得这一分支技术的研究在当今乃至今后一段时间内都将成为电力电子界的热点，它的研究内容非常广泛，有电路拓扑结构，有动态问题（尤其是负载的大信号动态问题），有同步整流技术的研究，有控制技术的研究，还有许多相关技术的研究，诸如布线、集成磁技术、包装技术、高频功率器件技术等。

超高速计算机和超大规模集成技术的迅速发展对它们的供电电源提出了愈来愈高的要求，其中要求供电电压不断降低（这是提高速度的前提条件）和供电电流的日益增大，低电压大电流DC/DC变换技术正面临着许多新的问题。（1）无暂态要求的低电压大电流DC/DC变换技术

这一类变换器是针对另外一类负载极其快速变化的低电压大电流DC/DC变换技术而言的，并非一点没有暂态要求，只是实现起来还是相对容易的。对这一类技术，主要总结各类拓扑结构、自驱动同步技术和一些集成磁技术。

低电压大电流DC/DC变换技术的关键是寻找合适的拓扑结构使变压器的副边波形能直接驱动代替二极管的同步整流MOSFET，这样既能保持简单性又能实现高效率。在低电压大电流输出的电源中，副边整流环节的损耗占整个损耗的极大部分。最好的肖特基二极管也有0.25V正向压降，将产生巨大的导通损耗，所以整流器件的唯一选择是用同步整流MOSFET，副边的研究便主要集中在如何驱动这些同步整流MOSFET 上。一种办法是采用外部控制电路，产生合适时序的驱动信号，去驱动这些同步整流MOSFET，简称外驱动技术；另一种办法便是选择拓扑，直接用副边波形来驱动这些同步整流MOSFET，简称自驱动技术。目前与自驱动同步整流技术相匹配的拓扑结构只有两种，一是有源钳位正激变换器，二是互补驱动半桥电路。

有源钳位正激变换器是一个美国专利，它用一个辅助管和电容串联再与变压器原边相并联来实现磁化电流的去磁，当主开关断开时，磁化电流先通过辅助管的体二极管给电容充电，一旦该电流反向，辅助管便导通，电容对激磁电感反向激磁，达到去磁的目的。这种方式有许多优点，如可扩展占空比（D＞0.5），原边开关管的电压尖峰很小，副边的电压波形没有死区，从而可以作为副边两个同步整流MOSFET的自驱动信号等。在低电压大电流DC/DC变换中，这是应用最为广泛的一个电路。

互补驱动半桥变换器也是一个美国专利，与对称驱动不同，半桥的两个管子的驱动时序是互补的，稍留一些死区，与变压器原边串联一个隔直电容。该电容上的电压是一个直流电压，且与占空比有关，其值为DV，用以自动保持变压器的磁平衡。这个电路的最大占空比in为0.5。因其副边的电压波形无死区，从而也是自驱动同步整流的合适拓扑，目前在低电压大电流DC/DC变换器中的应用非常广泛。

除了这两个拓扑结构外，三绕组钳位正激变换器和谐振钳位正激变换器等也是可以考虑的，只是在应用的时候要考虑如何较简单地构成自驱动。构筑自驱动方式的好坏直接影响到控制的简单性、效率的高低以及电源的可靠性。

在低电压大电流DC/DC变换器中，副边整流管的通态损耗尽管是最关键的一部分，但PCB布线的损耗也不应忽视，尤其是大电流焊点处的损耗和印制板引线上的导电损耗等。如何减小焊点损耗，对提高效率关系重大。倍流整流技术可将副边的中心抽头省掉，副边的匝数至少可以省一匝。另外它还提供了变压器与电感集成在一个铁芯上的理论可能性，构成集成磁技术的低电压大电流DC/DC变换器。目前采用集成磁的倍流整流变压器和电感公用一个铁芯，副边绕组与电感绕组中的两个头公用，电感绕组的第三个头由一个外脚引出，构成的磁路很紧凑。全部原、副边都可用印制板制作。由这种集成磁技术构成的低电压大电流电源具有很小的厚度和非常高的功率密度，是理想的新一代高功率密度电源产品。（2）负载快速变化的低电压大电流DC/DC变换技术

英特公司推出了超高速下一代Pentium计算机，为其芯片供电的电源目前称为VRM（电压调节器模块）。它是一个崭新的应用领域，其中最重要的要求是负载的变化速度。传统VRM的输出电压为2.0～2.8V，电流为13.0A，SlewRate是30A/μs，而下一代VRM的目标则是：输出电压为1.2～1.65V，电流为70A，SlewRate是150A/μs。面对极其快速的负载变化和非常低的输出电压，电源的动态欠调和超调已成为VRM 中最难解决的一个问题，它不仅与开关频率有关，而且与PCB布线、引线电感、引线电阻、电容质量等密切相关。

由于VRM的输入电压仍然是一个可选项，因此目前的 VRM 研究有两种，一种是非隔离型 VRM，另一种是隔离型 VRM。非隔离型 VRM 直接用计算机输出电源中的 5.0V 或者3.3V电压作为VRM的输入，采用Buck变换器来实现；隔离型VRM则通常用48.0V或者24.0V电压作为输入电压，采用隔离变换器来实现。下面分别介绍这两种VRM。

①非隔离型 VRM。非隔离型 VRM的输入电压一般直接取自计算机多输出电源中的一个输出，例如5.0V或者3.3V输出，故最佳的拓扑自然是Buck变换器。传统的VRM因负载变化速度相对较低，开关频率通常选择在300kHz，拓扑结构则用同步整流Buck变换器，续流二极管也用同步整流MOSFET代替，以提高效率。多数产品采用电压型控制技术，在负载变化时饱和开关占空比，使之满足动态的要求。随着负载变化速度的提高和输出电压的降低，传统的同步整流Buck变换器已无法满足动态要求。VPEC 提出采用QSW Buck变换器的多个Interleaving技术，从理论上证明了它的有效性，但控制器相当复杂，而且要解决电流取样和均流等问题。但由此也展开了许多新的研究领域，例如集成电感技术、器件的包装技术、新兴结构与工艺技术以及新兴电容技术。目前这个研究组（VRMGroup）共与七八家美国的大公司携手合作，旨在攻克各种技术难题。

②隔离型 VRM。由于VRM的引入，对传统计算机电源系统也提出了新的挑战。一些输出电压的标称值可能会发生变化，系统的结构也需重新考虑。鉴于这种情况，VRM的输入也是一个选择项，因此在输入电压较高时，选择隔离型DC/DC变换器最为合适。

隔离型 VRM变换器的拓扑结构有有源钳位正激变换器、互补驱动半桥变换器以及一些集成磁的倍流整流器。隔离型 VRM变换器，其动态要求的实现更加困难，这是因为其最大占空比的限制较小。一种办法是外加一个专门的暂态功率级电路，用以完成快速的负载变化要求，其理论和实验研究有待进一步深入。

低电压大电流DC/DC变换技术的研究正在不断深入，避开专利技术的拓扑研究将成为新一轮的热点，如何解决快速负载变化引入的问题将成为近期的主要目标，一系列的新兴控制策略将会不断出台。新型元器件、新型控制器以及结构和工艺等方面的研究也会层出不穷。全部的这些研究成果又会推动其他 DC/DC变换领域乃至整个电力电子行业的理论向一个更高的层次发展。

随着开关电源性能的不断提高，对开关电源的要求也是愈来愈高。一个开关电源的品质除了电性能指标外，还有许多其他指标，如环境温度、外形尺寸、EMI要求、抗震动要求、可靠性指标、集成度和美观性等。所有这些都决定了一个电源产品的市场竞争率。

一些电力电子组件（PEBB）的研究、功率集成技术的研究、新型原材料和元器件的研究都希望从不同程度上提高电源的整体品质。电源相关技术的研究正处于迅速发展的阶段，可以预计下面几个问题是开关电源发展的永恒方向。

①开关电源的频率要高，这样动态响应才能快，配合高速微处理器工作是必需的，也是减小体积的重要途径。

②体积要减小，变压器、电感、电容都要减小体积。

③效率要高，产生的热能会减少，散热会容易一些，易于达到高功率密度。

第2章 高频开关电源中的电子元器件

● 常用电子元器件

● 电子变压器

● 光电耦合器

● 半导体器件

2.1 常用电子元器件

电子元器件是在电路中具有独立电气功能的基本单元，元器件在开关电源电路中占有重要的地位，特别是通用电子元器件，如电阻器、电容器、电感器、晶体管、集成电路和开关等更是开关电源电路中必不可少的元器件。无论是进行电路分析还是了解其工作原理，只有了解了电子元器件的基本特性、工作原理和外形结构，才能为设计和应用开关电源打下坚实基础。了解这些基本常识和概念，就能从理论上正确地分析和理解开关电源所用到的电子元器件在电路中的功能，以便指导实际的设计和应用工作。2.1.1 电容器

1．穿心电容

普通电容不能有效地滤除高频噪声，是因为电容引线电感造成电容谐振，对高频信号呈现较大的阻抗，削弱了对高频信号的旁路作用；导线之间的寄生电容使高频信号发生耦合，降低了滤波效果。普通电容在高频滤波中的问题如图2-1所示。要滤除的电磁噪声频率往往高达数百兆赫，甚至超过1GHz。对这样高频率的电磁噪声必须使用穿心电容才能有效地滤除。图2-1 普通电容在高频滤波中的问题

因为穿心电容不仅没有引线电感造成电容谐振频率过低的问题，而且可以直接安装在金属面板上，利用金属面板起到高频隔离作用。穿心电容最大的弱点是怕高温和温度冲击，这将使在把穿心电容往金属面板上焊接时造成很大困难。许多电容在焊接过程中会发生损坏，特别是当需要将大量的穿心电容安装在面板上时，只要有一个损坏，就很难修复，因为在将损坏的电容拆下时，会造成邻近其他电容的损坏。为了解决这个问题，国外许多厂商开发了“滤波阵列板”，这是用特殊工艺事先将穿心电容焊接在一块金属板上构成的器件，使用滤波阵列板能够解决大量导线穿过金属面板的滤波问题。

电容通过向噪声源的公共端提供一条阻抗很低的通路来将电压尖峰旁路掉，电容可以接在每根引线与地之间，也可以接在两根引线之间。电容安装在什么位置或怎样连接主要取决于噪声的种类。要使电容具有较好的滤波效果，它与噪声源的公共地之间的连线要尽量短。自由空间中导线的电感约为每英寸 1nH。如果噪声频率为50～100MHz，与电容连接的导线的长度为4～6 英寸（101.6～152.4mm），那么即使不考虑电容的阻抗，仅导线电感的阻抗就为：

总阻抗还需要加上电容（0.1μF）的阻抗：

从这个结果得出，仅对电容的阻抗而言，是一个非常好的旁路型滤波器。但是由于引线电感的影响，已经根本起不到滤波器的作用了。如果将导线的长度缩短为1英寸（25.4mm），则电感的阻抗仅为0.628Ω，这时滤波电容的效果提高了20％。

2．PA-Cap聚合物固体片式铝电解电容器

PA-Cap聚合物固体片式铝电解电容器在材料和核心工艺上有重大创新。它在研究聚吡咯薄膜电聚合生长规律的基础上，开发了在复杂多孔的绝缘体表面原位均匀生长高电导率聚吡咯膜技术，解决了聚合电解液长期使用过程中的自聚合难题；提出并实现了铝箔阳极阴极隔离阻断工艺、引入补形成过程新技术，保证了PA-Cap产品具有优异的电气特性。

PA-Cap聚合物固体片式铝电解电容器具有极低的等效串联电阻（ESR）值、理想的容量频率曲线、稳定的温度特性、很强的噪音吸收能力和高的滤波效果，不燃烧，不爆炸，安全性高，无污染，而且兼有小型化、片式化、轻量化、低剖面等特点。显著的特性优势，使它在高频电路中得到了广泛应用。

由于PA-Cap聚合物固体片式铝电解电容器的阴极材料采用PPY导电高分子聚合物，具有更高的电导率，为100S/cm（电子导电），其导电电阻十分微小，当频率发生变化时，能使电容器的容量保持稳定。而固体片式钽电容器的阴极材料为MnO，电导率为0.1S/cm，是2PPY 聚合物材料电导率的 1/1000；液体铝电解电容器的阴极材料为电解液，电导率为0.01S/cm（离子导电），是PPY聚合物材料电导率的1/10000，其导电电阻高，当频率发生变化时，容量的稳定性更差。

PA-Cap 聚合物固体片式铝电解电容器（47μF）工作在63kHz 频率下时，容量仍保持在39.4μF；固体片式钽电容器（220μF）工作在63kHz频率下时，容量降为28.2μF；液体铝电解电容器（1000μF）工作在63kHz频率下时，容量只有29.7μF。由此可见，虽然它们的标称容量相差很大，但在高频条件下工作时其容量基本等同，而随着工作频率的升高，它们的差异将更加明显。

在滤波电路中，当工作频率升高时，PA-Cap 聚合物固体片式铝电解电容器由于具有优良的高频特性，能保持较稳定的容量，滤波作用基本不变；而固体钽电容和液体铝电解电容的容量分别产生明显的衰减，将导致滤波效果越来越差。

另外，PA-Cap聚合物固体片式铝电解电容器由于采用铝和导电高分子聚合物材料，分解温度非常高，耐热性十分优越，并采用树脂抑燃剂，即使高温或过流也不燃烧、不爆炸，具有极高的安全性。而固体钽电容器由于在自愈过程中容易发生析氧反应，当温度高或过流时会发生燃烧、爆炸。液体铝电解电容器由于液体受热会膨胀和挥发，常出现漏液、干涸、鼓胀或爆浆问题。

在高频电路中作为高频滤波电容，固体钽电容和液体铝电解电容的容量分别产生不同程度的衰减，而用PPY导电高分子聚合物材料作阴极的PA-Cap聚合物固体片式铝电解电容器具有稳定的容量—频率特性，可以替代高容量的固体钽电容和更高容量的液体铝电解电容器。因此，PA-Cap聚合物固体片式铝电解电容器作为高频电源的滤波电容和电子线路的抗干扰元件得到了广泛应用。

3．POSCAP电容器

POSCAP（一种以高分子聚合物为固态电解质的钽或铝电解电容器）最适合用在高效率、低电压、大电流降压式DC/DC变换器中作为输出电容器。“POSCAP”是“聚合物有机半导体固态电解电容器”的英文缩写。大部分 POSCAP的阳极是烧结钽，仅少部分的阳极为铝箔，其介质分别为氧化钽（TaO）及氧化铝（AlO），而电解质（阴极）2523都是导电性能良好的固态高分子聚合物。由于采用了导电性能好的固态高分子聚合物作为电解质，它们具有尺寸小、电容量大、ESR（等效串联电阻）极低及允许纹波电流大的特点。POSCAP采用小尺寸贴片式封装结构，其内部结构如图2-2及图2-3所示。型号为2R5TPD680M5的POSCAP，其额定电压为2.5V，电容量为680μF，最大的ESR仅为5mΩ，允许的最大纹波电流为6100mA。图2-2 TPB、TPC、TPE、TQC、TATH系列POSCAP的内部结构图2-3 AP系列POSCAP的内部结构

POSCAP的额定电压为2.5～25V，电容量为5.6～1000μF，允差为±20％（M极），损耗因数为8％～15％，漏电流不大于30μA，有极好的吸收噪声的特性和频率特性（在0.01～10MHz范围内），有较好的温度特性，能承受20A瞬态冲击电流；寿命长，在105℃时可达2000h；工作温度范围为−55～＋105℃；出现故障时不会爆炸、燃烧，比一般的钽电解电容器安全；采用无铅封装。

典型的POSCAP的ESR与阻抗的频率特性如图2-4所示，其中实线是阻抗的频率特性曲线，虚线是ESR的频率特性曲线。从图2-4中可看出，在10～1000kHz范围内，ESR特性曲线十分平坦（即ESR变化不大），并且ESR值小于5mΩ。典型的POSCAP的ESR温度特性及电容量与温度的关系见表2-1。图2-4 POSCAP的ESR与阻抗的频率特性曲线表2-1 POSCAP的ESR温度特性及电容量与温度的关系

允许的纹波电流值与频率及温度有关，工作在不同频率范围及温度范围内时，要乘以频率补偿系数及温度补偿系数。频率补偿系数和温度补偿系数分别见表2-2和表2-3。表2-2 频率补偿系数表2-3 温度补偿系数（T为环境温度）

POSCAP各系列的主要参数见表2-4。表2-4 POSCAP各系列的主要参数2.1.2 饱和电感

饱和电感是一种磁滞回线矩形比高、起始磁导率高、矫顽力小并具有明显磁饱和点的电感，在电子电路中常被当作可控延时开关元件来使用。由于其独特的物理特性，饱和电感在高频开关电源的开关噪声抑制、大电流输出辅路稳压、移相全桥变换器、谐振变换器及逆变电源等方面得到了日益广泛的应用。

1．饱和电感的分类

饱和电感可分为自饱和和可控饱和两类。（1）自饱和电感

其电感量随通过的电流大小而变。若铁芯的磁特性是理想的（例如呈矩形），如图2-5（a）所示，则饱和电感在工作时类似于一个“开关”，即绕组中的电流小时铁芯不饱和，绕组电感很大，相当于“开路”；绕组中的电流大时，铁芯饱和，绕组电感小，相当于开关“短路”。（2）可控饱和电感

又称可控饱和电抗器，其基本原理是，带铁芯的交流线圈在直流激磁作用下，由于交、直流同时激磁，铁芯状态在一个周期内按局部磁滞回线变化，因此，改变了铁芯等效磁导率和线圈电感。若铁芯的磁特性是理想的（B—H特性呈矩形），则可控饱和电感类似于一个“可控开关”。在开关电源中，应用可控饱和电感可以吸收浪涌，抑制尖峰，消除振荡，与快速恢复整流管串联时可使整流管的损耗减小。可控饱和电感具有高磁滞回线矩形比（B/B）、高起始磁导率μ和低rsi矫顽力H，有明显的磁饱和点（A、B），由于其磁滞回线所包围的面c积狭小，其高频磁滞损耗较小，如图2-5（b）所示。为此，可控饱和电感在应用方面的两个显著特点如下。图2-5 饱和电感的B—H特性

①由于饱和磁场的强度很小，所以，可饱和电感的储能能力很弱，不能作为储能电感使用。可饱和电感最大储能E的理论值可用式m（2-1）表示。

式中：μ为临界饱和点磁导率，H为临界饱和点磁场强度，V为磁性材料的有效体积。

②由于可饱和电感的起始磁导率高，磁阻小，电感系数和电感量都很大，在施加外部电压时，电感内部起始电流增长缓慢，只有经过Δt的延时后电感线圈中的电流达到一定值时，可饱和电感才会饱和，因而在电路中常被当作可控延时开关元件使用。

2．可饱和电感的电感量随电流变化的关系

因为有气隙和无气隙的 dB/di 磁路的计算方法不同，所以，有气隙和无气隙饱和电感的电感量与电流的关系表达式是不同的。无气隙可饱和电感的电感量L随电流变化的关系可用式（2-2）表示。

式中：W为电感绕组的匝数，I为激磁电流，f为电感用磁性材料B—H曲线的对应函数，S为磁性材料的截面积，l为磁性材料的平均长度。

若有气隙可饱和电感在任意给定的一个导磁体磁路中的磁感应强度B，可由 B＝f（H）曲线求出导磁体磁路中的磁场强度H。气隙中11的H值可用式（2-3）表示。0

式中：B为气隙的磁感应强度，a和b为磁路矩形截面的边长，l00为气隙长度，μ为空气的磁导率。0

改变B值，可由磁路定律求出相应的I，从而得到一组B和I的关系数据。设这个B与I对应的函数为B＝f（I），在不考虑漏感时，电感的计算式可用式（2-4）表示。

式中：Φ为磁路磁通量。

有气隙可饱和电感的电感量与电流的关系为：2.1.3 铁氧体磁珠

1．片式铁氧体磁珠的基本特性

片式铁氧体磁珠在EMI 抑制中占有重要的位置。片式铁氧体磁珠是一个叠层型片式电感器，是由铁氧体磁性材料与导体线圈组成的叠层型独石结构。由于是在高温下烧结而成的，因而它的致密性好，可靠性高。两端的电极由银、镍、焊锡3层构成，可满足再流焊和波峰焊的要求。

用于EMI抑制的铁氧体器件，可以把大部分磁通作为材料中的热量散掉。这个现象可以由一个电感器和一个电阻器的串联组合来模拟。两个元件参数值的大小与磁珠的长度成正比，而且磁珠的长度对抑制效果有明显影响，磁珠越长，抑制效果越好。由于信号能量呈磁耦合加到磁珠上，故电感器的电抗与电阻的大小随频率的升高而增大。磁耦合的效率取决于磁珠材料相对于空气的导磁率。通常组成磁珠的铁氧体材料的损耗可以通过其相对于空气的导磁率表示成一个复数量。磁性材料常由此比值表征出损耗角。用于EMI 抑制的铁氧体元件要求较大的损耗角，这意味着大部分干扰都将被耗散而不被反射。目前出现的各种各样的铁氧体材料，为设计人员将磁珠用于不同场合提供了很大的选择余地。

片式铁氧体磁珠等效电路的阻抗|Z|可以表达为|Z|＝R ＋ jX，其中X 是电抗，|Z|、R、X都是频率f的函数。|Z|、R、X随频率的升高而增大，直至由片式铁氧体磁珠的寄生电容引起自谐振时X才迅速减小，并由感性转为容性。在自谐振频率处，|Z|达到最大值。利用铁氧体磁珠的阻抗—频率特性，可以达到让低频信号通过而同时抑制高频噪声的目的。值得注意的是，高频噪声的能量是通过铁氧体磁矩与晶格的耦合而转变为热能散发出去的，并非将噪声导入地或反射回去。因而，在电路中安装铁氧体磁珠时不需要为它设置接地点，这是铁氧体磁珠的突出优点之一。

片式铁氧体磁珠的外形尺寸与公差符合 EIA/EIAJ 片式元件标准，有3216（1206）、2012（0805）、1608（0603）、1005（0402）和0603（0201）等几种规格，目前的主流尺寸为1608（1.6mm×0.8mm）和1005（1.0mm×0.5mm），几年之后将发展到0603（0.6mm×0.3mm）。

铁氧体材料通常应用于高频情况，因为在低频时它们主要呈现电感特性，使得损耗很小。在高频情况下，它们主要呈现电抗特性并随频率改变。在实际应用中，铁氧体材料是作为射频电路的高频衰减器使用的。实际上，铁氧体可以较好地等效于电阻以及电感的并联，低频下电阻被电感短路，高频下电感阻抗变得相当高，以至于电流全部通过电阻。铁氧体是一个消耗装置，高频能量在上面转化为热能，这是由它的电阻特性决定的。铁氧体抑制元件广泛应用于印制电路板、电源线和数据线上。如在印制板的电源线入口端加上铁氧体抑制元件，就可以滤除高频干扰。铁氧体磁环或磁珠专用于抑制信号线、电源线上的高频干扰和尖峰干扰，它也具有吸收静电放电脉冲干扰的能力。两个元件的数值大小与磁珠的长度成正比，而且磁珠的长度对抑制效果有明显影响，磁珠越长，抑制效果越好。

铁氧体磁珠高频等效电路为由电感L和电阻R组成的串联电路，如图2-6（a）所示。电感L和电阻R都是频率的函数。当导线穿过这种铁氧体磁芯时，所构成的电感阻抗在形式上随着频率的升高而增加，但是在不同频率时其机理是完全不同的。图2-6（b）所示为铁氧体磁珠电路符号。

有的磁珠上有多个孔洞，导线穿过这些孔洞可增加元件阻抗（穿过磁珠次数的平方），不过在高频时所增加的抑制噪声能力可能不如预期的多，可以采用多串联几个磁珠的办法。

2．片式磁珠

片式磁珠是目前应用、发展很快的一种抗干扰元件，价廉、易用，滤除高频噪声效果显著。片式磁珠由软磁铁氧体材料组成，其等效电路如图2-7所示。在图2-7所示的等效电路中，R 代表由于铁氧体材料的损耗（主要是磁损耗）以及导体线圈的欧姆损耗而引起的等效电阻，C是导体线圈的寄生电容。图2-6 铁氧体磁珠高频等效电路及电路符号图2-7 片式铁氧体磁珠等效电路

片式磁珠的功能主要是消除存在于传输线（PCB电路）中的RF噪声，RF能量是叠加在直流传输电平上的交流正弦波成分。直流成分是需要的有用信号，而射频 RF 能量是无用的并沿着线路传输和辐射。要消除这些不需要的信号能量，利用片式磁珠的高频电阻特性，该器件允许直流信号通过，而滤除交流信号。通常高频信号的频率为30MHz以上，然而低频信号也会受到片式磁珠的影响。

片式磁珠由软磁铁氧体材料组成，构成高电阻率的独石结构。涡流损耗与铁氧体材料的电阻率成反比，并与信号频率的平方成正比。使用片式磁珠的优点有：小型化和轻量化；在射频噪声频率范围内具有高阻抗，可消除传输线中的EMI；闭合磁路结构，更好地消除信号的串扰；极好的磁屏蔽结构，可降低直流电阻，以免对有用信号产生过大的衰减；显著的高频特性和阻抗特性（更好地消除RF能量），在高频放大电路中消除寄生振荡；可有效地工作在几兆赫到几百兆赫的频率范围内。选择磁珠时应注意以下几点。

①不需的信号频率范围。

②噪声源。

③需要多大的噪声衰减。

④环境条件（温度，直流电压，结构强度）。

⑤电路和负载阻抗。

⑥在PCB板上是否有空间放置磁珠。

前3条通过厂家提供的阻抗—频率曲线就可以判断，在阻抗曲线中3条曲线都非常重要，即电阻、感抗和总阻抗。选择在希望衰减噪声的频率范围内具有最大阻抗而在低频和直流条件下信号衰减尽量小的磁珠。片式磁珠在过大的直流电压下，其阻抗特性会受到影响。另外，如果工作温升过高，或者外部磁场过大，磁珠的阻抗也会受到不利的影响。

是使用片式磁珠还是片式电感主要还在于具体的应用，在谐振电路中需要使用片式电感，而需要消除不需要的EMI噪声时，使用片式磁珠是最佳的选择。片式电感的应用场合有：射频（RF）和无线通信、信息技术设备、雷达检波器、汽车电子、蜂窝电话、寻呼机、音频设备、PDA（个人数字助理）、无线遥控系统以及低压供电模块等。片式磁珠的应用场合有：时钟发生电路、模拟电路和数字电路之间的滤波、I/O（输入/输出）内部连接器（比如串口、并口、键盘、鼠标、长途电信、本地局域网）、射频（RF）电路和易受干扰的逻辑设备之间、供电电路中滤除高频传导干扰的电路、计算机、打印机、录像机（VCRS）、电视系统和移动电话中的EMI噪声抑制。

3．磁环和磁珠的选用

磁环和磁珠是用铁氧体制成的吸收损耗型元件，其特性表现为：吸收高频信号并将吸收的能量转化成热能耗散掉，从而达到抑制高频干扰信号沿导线传输的目的，其等效阻抗中的电阻分量是频率的函数，随着频率变化。

磁环、磁珠的有效频段为21000MHz，性能最佳频段则为5200MHz，在此频段吸收阻抗维持为一个常数。选择EMI吸收磁环、磁珠时需注意的是：通过的电流大小正比于元件体积，两者失调，易造成饱和，降低元件性能。避免饱和的有效方法是将电源的两根线（正、负或相、地）同时穿过一个磁环。可让穿过磁环的导线反复串几次，以增大穿过环的面积和等效吸收长度，充分利用磁环具有的磁滞特点，改善低端特性。

磁环、磁珠的参数单位是欧姆而不是亨特，这一点要特别注意。因为磁环、磁珠的参数单位是按照它在某一频率下产生的阻抗来标称的，一般以100MHz为标准。普通滤波器是由无损耗的电抗元件构成的，它在线路中的作用是将阻带频率反射回信号源，所以这类滤波器又叫反射滤波器。当反射滤波器与信号源的阻抗不匹配时，就会有一部分能量被反射回信号源，造成干扰电平增强。为解决这一弊病，可在滤波器的进线上使用铁氧体磁环或磁珠，利用磁环、磁珠对高频信号的涡流损耗，把高频成分转化为热损耗。因此，磁环和磁珠实际上对高频成分起吸收作用，所以有时也称之为吸收滤波器。

由于铁氧体可以在衰减较高频信号的同时让较低频信号几乎无阻碍地通过，故在EMI控制中得到了广泛的应用。用于EMI吸收的磁环、磁珠可制成各种形状，广泛应用于各种场合，如用在PCB 板上，也可加在DC/DC 模块、数据线、电源线等处。它吸收所在线路中的高频干扰信号，但却不会在系统中产生新的零点和极点，不会破坏系统的稳定性。它与电源滤波器配合使用，可很好地补充滤波器高频端性能的不足，改善系统的滤波特性。

片状滤波器是用磁环、磁珠与电容器组合而成的组合器件，具有两者特性的组合与延伸，其等效电路为一个T型电路，电容元件的参数选择不同，片状滤波器的转折频率，即通频带也就得到改变，使之适应各种不同要求的电路。通常片状滤波器用于直流电源输出端，特别是开关电源，可有效抑制、消除开关电源主振引起的高次谐波通过电源线干扰系统。若同一电源有多个分支，则将片状滤波器接至每一分支，还可有效地防止各分支干扰信号相互串扰。在高速数字电路系统中，片状滤波器正在取代高速芯片对地的电容元件，以防止高频噪声通过电源干扰芯片的正常工作。

4．片式铁氧体磁珠的分类及应用（1）通用型片式铁氧体磁珠

通用型片式铁氧体磁珠是应用最为广泛的EMI抑制元件，生产厂家一般提供100MHz时的阻抗|Z|、直流电阻和额定电流等数据。表2-5给出了某公司生产的BG1005系列通用型片式铁氧体磁珠的电气参数。同时，生产厂家还提供阻抗—频率特性曲线，在选用时主要依据该特性曲线。不同的片式铁氧体磁珠，其阻抗|Z|随频率的上升趋势是不相同的。选择原则是：在有用的信号频率范围内|Z|尽可能低，不致造成信号的衰减和畸变，而在需要抑制的EMI高频范围内，|Z|尽可能高，将高频噪声有效抑制，同时还要考虑其直流电阻和额定电流。表2-5 BG1005系列通用型片式铁氧体磁珠的电气参数（2）大电流型片式铁氧体磁珠

片式铁氧体磁珠所能承受的额定电流与其材料和结构有关。在表2-5 中，对于通用型1005规格的片式铁氧体磁珠而言，当其100MHz的阻抗为5Ω时，额定电流可以达到500mA，当阻抗提高到120Ω时，额定电流下降到150mA。如果超过额定电流，将会出现一定问题：由于偏置电流过大，铁氧体接近饱和，磁导率下降，以致抑制高频噪声的效果明显减弱，这是不能允许的。而在某些场合必须要求片式铁氧体磁珠能够承受较大的电流。例如，安装在直流电源输出端口的片式铁氧体磁珠必须在通过大的直流电流的同时能够有效地抑制直流电源中产生的高次谐波分量，即片式铁氧体磁珠必须在大的偏置磁场下对高频信号仍然保持较高的阻抗值。为此，生产厂家开发了大电流型片式铁氧体磁珠，其额定电流几乎提高了1个数量级。如MBW系列产品中的1608规格，当其100MHz时的阻抗为150Ω时，其额定电流高达300mA。（3）低直流电阻型片式铁氧体磁珠

在某些情况下，要求片式铁氧体磁珠的直流电阻越小越好。例如，所有由电池供电的便携式电子产品都要求减小电阻以延长电池的使用时间。随着高速数字电路的发展，IC电源的功率消耗增加，所以在IC电源线中插入的片式铁氧体磁珠必须是低直流电阻型。IC及半导体器件的工作电压逐步下降，这也要求片式铁氧体磁珠的直流电阻下降。另外，片式铁氧体磁珠的直流电阻会引起热噪声，这在某些电路中是不允许的。

为了解决上述问题，近年来生产厂家提高了材料的导电性，优化了导体线圈的结构设计，从而大大降低了片式铁氧体磁珠的直流电阻，现在已经有直流电阻低于0.01Ω的片式铁氧体磁珠面市。（4）尖峰型片式铁氧体磁珠

一些电子产品有时会在某一固定的频率下出现强烈的干扰信号，出现这种现象的原因很多，例如存在高次谐波、自激振荡及外界干扰等。由于这样的干扰信号出现在固定的频率下，幅度很大，用普通的EMI元件很难抑制。针对这种情况，生产厂家开发了一种称为尖峰型片式铁氧体磁珠的产品。尖峰型片式铁氧体磁珠在某一频率下的阻抗|Z|呈现尖锐的峰值。显然，如果尖峰型片式铁氧体磁珠的阻抗|Z|呈现尖锐峰值的频率与干扰信号的频率重合，那么就能够将这个幅度很高的强烈干扰有效抑制。不同电子产品出现这样的干扰信号的频率是不相同的，因此，在设计中要根据产品的具体情况（干扰信号的频率、频带、幅度等）向片式铁氧体磁珠生产厂家专项订购，才能达到满意的效果。（5）片式铁氧体磁珠阵列（磁珠排）

将几个（一般是2个、4个、6个或8个）铁氧体磁珠并列封装在一起，构成一个集成型片式EMI抑制元件，称之为片式铁氧体磁珠阵列或磁珠排。例如BMA2010型就是将4个磁珠并列封装在2.0mm×1.0mm尺寸的外壳内，其中铁氧体磁珠阵列每一线的性能与单个磁珠相同。如果需要，上述的几类片式铁氧体磁珠均可做成阵列元件。在开关电源中某些有排线的部位，使用这种铁氧体磁珠阵列元件非常方便，既能节省PCB的占用面积，又能提高贴装速度。（6）GHz高频型片式铁氧体磁珠

数字电路高速化的发展趋势非常强劲，时钟频率越来越高。这样，一方面将EMI的频率范围向高频段扩展，直至2～3GHz；另一方面，由于高速数字信号的脉冲波形更加陡峭，以致基波频率提高，为了使这样的信号通过片式铁氧体磁珠后波形不发生畸变，就要求它对 3次谐波乃至5次谐波不产生大的损耗。这就意味着装入高速数字电路的片式铁氧体磁珠在一定的频率（例如400MHz）下保持低阻抗，以致不引起信号波形的畸变，而在几百兆赫至3GHz的高频段内具有高阻抗，这样能够有效地抑制高频EMI。

为了满足上述要求，生产厂家开发出了一些GHz高频型片式铁氧体磁珠，此类GHz高频型片式铁氧体磁珠采用低温烧结Z型6角晶系铁氧体材料制成。

2.2 电子变压器

传统的电子变压器一般都采用在普通铁氧体磁芯上缠绕铜线绕组的结构，体积比较大，转换效率不高。随着电子技术和信息技术的飞速发展，各种电子设备、信息设备的体积和重量都在不断地缩减。近年来，以移动电话和笔记本电脑为主的各种便携式电子设备的需求量在成倍增长，更加要求电子系统体积小，重量轻，具有可移动性和能够模块化。在这些电子设备中，电源部分是影响体积和重量的主要因素。这是因为电源内部存在磁性组件，包括变压器和电感器，由于要满足一定功率容量的要求，不可能像电阻、电容那样大幅度减小体积和重量。但是电源技术也在不断发展，工作频率的大幅度提高使磁性组件的体积大大缩小，可以实现变压器、电感器的微型化。目前国内外已出现了平面变压器、集成变压器，甚至是采用微制造工艺的芯片形式的微型变压器。

微型变压器依然是利用电磁感应原理把电能在两个电路之间传递，其基本结构与常规变压器一样，由磁芯和绕组构成。微型变压器和常规变压器最主要的区别在于磁芯的尺寸和形状以及绕组的结构不同。微型变压器与常规变压器相比，磁芯尺寸大幅度缩小，截面积与高度的比值更大。微型变压器的绕组是由叠式铜箔、印制电路板上的印制铜线条或直接沉积于磁性薄膜上的铜线条构成的，而传统变压器的绕组是用漆包线或多股绞合线绕制而成的。微型变压器具有功率密度高、效率高、漏感低、散热性好、成本低等优点。

目前微型变压器主要可分为3类：第一类是以铁氧体为磁芯，折叠铜箔或印制线路为绕组的平面变压器；第二类是采用溅射或化学沉积等微制造技术制作的薄膜变压器；第三类是其他类型的微型变压器，包括用铁氧体粉末制成的集成变压器和由非晶带叠合成磁芯的参数振荡变压器等。

铁氧体平面变压器是目前技术最成熟、应用最广泛的微型变压器，它采用高频损耗低的平面铁氧体磁芯，绕组采用印制铜线条的多层印制板或折叠铜箔代替漆包线及骨架。

Signal Transformer公司的平面变压器具有此类变压器的典型特点，将精确的铜引线框或一个及几个平面铜螺旋线刻蚀在薄绝缘材料板上，螺旋线和引线框叠在扁平的高频铁氧体磁芯上形成变压器磁路。磁芯材料用小直径颗粒的树脂胶合以降低损耗。螺旋线或引线框叠层内的高温绝缘体可确保绕组间的高度隔离。

这些平面变压器用大约一半的尺寸和重量就能提供与常规变压器相同的功率，在开关频率为500kHz时效率可达97％。在高频状态下，由于集肤效应，电流在圆柱形导线内沿着导线表面附近区域内流动，使铜导线没有被有效地利用。在平面变压器中，绕组实际上是0.14mm敷铜板上的扁平铜线条。在扁平铜线条中，虽然有集肤效应，但电流是流过整个导体截面的，导体利用率高，所以具有扁平绕组的平面变压器与常规线绕变压器相比，尺寸小，效率高。

平面变压器通常有两个或两个以上大小一样的柱状磁芯。两个磁芯的平面变压器的每个磁芯柱在对角线上的两角都用铜皮连接，铜皮在通过磁芯柱时紧贴磁芯内壁。两个磁芯并排放置，相邻的两角用铜皮焊接起来，在一个磁芯的一个外侧面上的两个角上的铜皮用一片铜皮焊接在一起，这里就是平面变压器次级线圈的中心。如果在这里引出抽头，就是次级线圈的中心抽头。在另一个磁芯的一个外侧面上的两个角上的铜皮就是平面变压器次级线圈的两端。这样就基本构成了一个平面变压器的主体部分。它的次级线圈只有1匝，而且可以带有中心抽头。一个完整的平面变压器还有一个预置的储能电感（1.4mH/500kHz，DC 20A），它的一端常接在中心抽头上，上下各有一片固定铜板，它们将磁芯和滤波电感夹在中间，同时作为整流电源的两极和散热板（实际使用中还要根据功率的大小加装散热板）。

在平面型变压器里，其“绕组”是做在印制电路板上的扁平传导导线或者直接用铜箔制成。扁平的几何形状降低了开关频率较高时的趋肤效应损耗，也就是涡流损耗，因此，能最有效地利用铜导体的表面导电性能，效率要比传统变压器高得多。图2-8 给出了一个平面变压器的剖面图，并且利用两层绕组间距离的不同，而获得在不同间隙下的漏感和交流阻抗值。图2-8 平面变压器绕组间距剖面图

图2-9与图2-10给出了在不同的间隙下漏感和交流阻抗的变化曲线，可以明显地看出间隙越大，漏感越大，交流阻抗越小。在间隙增加1mm的情况下，漏感值增加了5倍之多。因此，在满足电气绝缘的情况下，应该选用最薄的绝缘体来获得最小的漏感值。图2-9 在500kHz时不同匝间距下的漏感值图2-10 在500kHz时不同匝间距下的交流阻抗

然而，容性效应在平面变压器中是非常重要的。在印制电路板上紧密绕制的导线使得容性效应非常的明显，而且绝缘材料的选取对容性值也有着非常大的影响，绝缘材料的介电常数越高，变压器的容性值越大。而容性效应会引起EMI，因为从初级到次级的绕组中只有容性回路的绕组传播这种干扰。在铜导线的间隙增加0.2mm的情况下，电容值就减少了20％。因此，如果需要一个比较低的电容值，则必须在漏感和电容值之间做出一个折中的选择。

平面变压器的高度有8mm和12mm两种，绕线匝数大大少于传统的变压器，结构更紧凑，磁耦合大大优于传统的变压器，漏抗小于0.2％，所以它可以在更高的频率下工作，有利于电源转换效率的提高。紧密的磁芯几何形状限制了热点的产生，降低了热耗，因此允许更高的能量密度。同时本身的散热条件大大优于传统的变压器，所以平面变压器的体积、重量大大降低，而效率更高。更重要的是，它为开关电源中的开关变压器提供了一个通用的选择，省去了复杂的计算、选料和绕制过程。在简化和优化设计的同时，还缩小了变压器的体积，降低了成本。所以，平面变压器非常适合应用在低压（1～60V）、大电流（每磁芯 30A）的开关电源和逆变电源的设计中，对变压器的拓扑结构没有限制。

平面变压器能做到如此之小，这是因为它是由铜质引线框和扁平的连续铜质螺旋线构成的，代替了在常规铁氧体铁芯上绕制的磁性铜线。该螺旋线是在敷有铜箔的介质材料薄片上蚀刻而成的，然后叠积在扁平的高频铁氧体铁芯上，构成变压器磁路。然后，铁芯材料用小粒径环氧树脂粘合，以便使铁芯损耗最小，螺旋线叠层内的耐高温（130℃）绝缘材料（如聚酰亚胺薄膜）确保了绕组之间的高度绝缘。虽然引线框可被用来在物理上保证变压器在原安装的位置上（因该变压器很轻），而应用在高冲击的震动场合时，该扁平的铁氧体铁芯能够用双面聚脂胶带粘贴在印制电路板上。该器件可通过标准的印制电路板引脚与外电路（如功率半导体电路）连接。

该设计可以得到一个非常低剖面的变压器组件，在平板设计中实现大的横截面积铜导体，使高功率密度和高电流的设计变得更加容易。平板绕组和铁氧体的高表面容量使产品具有良好的散热性能。特别是在高工作频率下，高效是平面变压器的一个更进一步的关键效益。在线绕型变压器中，效率被“趋肤效应”影响，即当高频电流通过圆柱形导体时迫使电子由中部流向边缘而集中在铜线表面，从而减小了导体导通电流的横截面积。

从一个完成和装配的观点来看，平面变压器也有优于绕线变压器之处。绕线变压器通常要求手工操作来剥去绕线端的涂料，然后蘸锡或手工焊锡。在平面变压器上，压制或蚀刻铜片的引出端常常能形成表面贴装终端，以提高装配速度和重复性，从而降低成本。与嵌入平面变压器结合在一起，此优点就更为突出，此处铁氧体从DC/DC转换器印制电路板上穿过，而且绕组呈螺旋状层层绕在印刷电路板上。

虽然它们比嵌入式设计占用更多的空间，但近年来独立式平面变压器的采用量正在不断提高。因为全嵌入式变压器利用DC/DC转换器的电路板作为自己的绕线，所以每一组输入、输出电压都需要设计不同的电路板。而且，对于嵌入式平面设计，蚀刻线圈需要使用多层电路板，所以总体成本较高。一些混合设计利用主板作为初级绕线，然后用分离的小印制电路板作为次级来产生不同的输出电压，这种设计也很普遍。

虽然嵌入式设计具有高功率密度并拥有良好的热性能和节约空间的特性，但是对于许多应用，这些优点被成本高、缺乏灵活性和可互换性所限制，只有生产量大时才能在一定程度上抵销嵌入式设计的较高成本。平面变压器具有尺寸小的特点，通常在0.325英寸（8.255mm）到0.750 英寸（19.05mm）之间，这一特点对电源制造商在空间受到严格限制的场合具有相当的吸引力。

平面变压器印制电路板结构意味着一旦把电路板组件设定为平面器件，那么继后生产过程中的变压器绕组相互应具有精确的相同间距。这种设计就允许平面变压器用自动组装设备生产，结果大大提高了每个器件的重复一致性，并提高了在严格技术规范控制下生产运行的效率。用常规铁氧体芯绕铜导线制作的变压器由于绕组间隔的不规则性和人工组装的不一致性，都会导致器件的性能有较大的差异。此外，平面变压器的性能一致性和可预测性使它们具有建模比常规变压器更简易的优点，这尤其适于用计算机辅助（CAE）工具（如SPICE）建模。

在一般的电源设计中由于存在重量过大的问题，平面变压器能达到每100W 0.6 盎司（约17g）这样低的重量，从而使它成了在许多小重量电源设计中所选用的主要组件。

尽管平面变压器有许多好处，但在最初的开发中遇到了所需要的专用铁氧体芯、印制电路板绕组和绝缘材料等方面的难题，然而随着器件和材料性能达到可用水平，这种状况现在正发生变化。

平面变压器在高的开关频率下能有效地工作，一般开关频率到500kHz时能达到97％的效率，它们的最高工作频率可达1MHz（在低磁通密度情况下）。平面变压器的高效率和高频工作特性的关键是扁平绕组，该绕组同时也能提高器件的功率密度容量。

在平面变压器中，其绕组实际上是在敷铜印制板上形成的一组扁平导电曲线，虽然由于趋肤效应电流集中趋向于外表层，但对它来说电流仍流经整个导线，这与圆柱（线型）导线相比提高了总的电流密度，最终平面变压器由于采用了扁平绕组，与常规的线绕变压器相比能获较高的效率和更小的体积。

平面变压器结构还能使寄生电抗（如绕组间电容和漏感）最小，通常在0.5％以下。低漏感是通过分离措施实现的，就是把初级绕组的一部分置于叠层的顶部，另一部置于叠层的底部，然后在叠层两边均匀地夹入次级绕组。

对线绕绕组来说，要控制漏感是困难的，平面变压器低的杂散电容和漏感有利于降低变压器输出电压的高频瞬时扰动。采用在介质片上叠积导电电路这种结构还能使平面变压器的初级与次级和次级与次级之间达到很好的电绝缘，并能按需要给予一个、两个或三个输出。

由于载流能力在开关电源中是十分重要的，因此平面变压器在其内部绕组结构中通常采用4盎司（约113.3g）敷铜电路板，同样级别的电路板对于开关电源的其他部分来说需要量是最少的。4盎司铜电路板所用的铜层厚度为5.6密耳（1 密耳＝0.0254mm），即从中心到表面为2.8密耳。按圆导线计算，在70℃时铜导线的电流趋肤深度可由下式求得：

式中：S是趋肤深度，以cm为单位；f是工作频率，单位为Hz。当工作频率为250kHz时算得的趋肤深度大致为5密耳，看来用4盎司的铜电路板还留有一些余量。

需将 4 盎司（1 盎司＝28.3495g）平面铜电路的截面和转换成圆密耳（正如用导线表的情况一样），以便在给定的工作频率下对趋肤深度和电流密度做出更合理的检验。一圆密耳是直径为0.001 英寸（0.0254mm）的圆所占有的面积，正好是将该面积的平方英寸数除−6以0.785×10。

在较大的电流密度（及较高的输出功率电平）场合，4盎司铜电路板的强度可能会不足，所以多数电路板生产商会供应敷铜层较厚的电路板，印制电路板也可采用并联方法，使电路尺寸倍增。

目前开关电源中常用低压大电流输出，一般功率在100W以上。绕组匝数不多，要求通过的电流较大，往往在10A以上，因此要求绕组副边铜导线截面积很大，一般采用铜箔作为绕组。利用印制板工艺制作多层绕组，如匝数为6的绕组实际上由3个双面PCB组成的，双面板每一面上的线匝经明孔或暗孔以串联方式连接。每层导体都有向外伸出的连接片，相邻的双面板靠连接片上的焊孔相连。但是连接点不仅给制作带来难度，同时也影响可靠性。图2-11多层PCB型绕组的连接

D.V.D.Linde 等人于1991年报导了用印制电路板工艺制作多层绕组的方法及应用。图2-11所示的是其采用的绕组导体串联方法，图中的端1和端2是绕组的引出端。图中所示的是一个匝数为6（当然可以更大）的绕组，它实际上是由3个双面PCB组成的，每个双面PCB的上下层导体则由“局部焊孔”相连。每层导体都有向外伸向的“连接铜片”，相邻的双面PCB正是靠这些“连接铜片”上的焊孔相连的。如果要求的绕组匝数较多，连接点和连接线就会很多，例如当绕组匝数仅为10时就得有20个连接点和11条连接线。当绕组匝数较大时也未必能实现绕组的制作，因为“连接铜片”的多少受磁芯尺寸的限制。连接点增多不仅给制作带来难度，同时也影响可靠性。为了解决连线以及焊接问题，A.J.Yerman 等人发明了“Z”字形折叠式绕组，先将柔性PCB腐蚀制成一定形状的铜片（如图2-12所示），然后再折叠成绕组。图2-12中的绕组是以“Z”字形折叠的4个半匝的柔性PCB组成的，总匝数为2。它实际上是由位于顶层以实线表示的导体7和底层以虚线表示的导体8折叠而成的，而绕组的一匝实质上是由顶层的半匝和底层的半匝形成的。端5和端6是引线端，虚线1、2和3为折叠线，9为绝缘材料，4为留给磁芯芯柱的通孔。这种方法的好处是避免了焊接，提高了整个组件的可行性，但由于需要两层铜箔才形成一匝，当匝数要求较多而对磁芯高度又有要求时，绕组的高度便满足不了要求。

图2-13所示的即是一种新的折叠式绕组设计图样，虚线为折叠线。可以看出，由于相邻环形导体中心连线之间有一定的夹角α，每一环形导体所形成的匝数实际上只有1 − α/360，最大数值为5/6（α＝60°）。与前面所介绍的折叠式绕组设计相比，这种新方案使得设计者在磁芯窗口高度受到限制时有可能得到较多的线圈匝数，或并联绕组以减少损耗和提高电流容量。为了与“Z”字形绕组折叠方法相区别，称新的设计方法为“5/6匝”绕组折叠法。新设计除了可省去焊接程序，减少了连接电阻，还提高了磁芯窗口高度的利用率，缺点是相邻折叠线不平行，交错布置原边和副边绕组以减少漏感和高频损耗不是很方便。图2-12 “Z”字形折叠4 个半匝的柔性图2-13 折叠式绕组新设计

当然，对于E形磁芯，也可以用类似的方法来设计其绕组。图2-14即为适合E形磁芯的方形绕组展开图，端1和端2为电流流入和流出端。该图样经折叠后形成匝数为5的绕组。

Flat Transformer Technology（FTT）公司在其变压器和电感器中采用了一种独特的磁芯配置结构，能在优化磁性能的同时，缩小组件的物理尺寸。常规变压器采用的方法是在单个磁芯上绕制多匝绕组，FTT公司则是在多个磁芯上采用单匝（或匝数很少）的初级绕组，如图2-15所示，采用的是一种模块式方案。一个FTI-12×2A-1B模块采用两个铁氧体磁芯，同时有顶板、底板和一个延伸部分，以便连接整流器，如图2-16所示。次级绕组是粘接到矩形铁氧体磁芯内表面的一对铜片，沿着180°的螺旋式通路绕成。每个磁芯相对的各端就是同一绕组的各端，热传递只在铁氧体磁芯的薄壁上进行。初级绕组不采用模块设计，而是由用户自己决定其导线数量。根据对电源设计的要求，可以组合任何数量的模块，并调整初级绕组的绕线数量以求得预期的匝数比和电流量。这种配置可以得到很高的功率密度，输出电流很大，达到30A/模块。每个模块的功率可达100～120W。图2-14 适合E形磁芯的方形绕组展开图图2-15 常规变压器与FTT变压器的原理比较图2-16 FTT变压器的结构

插入技术是指在布置变压器原、副边绕组时，使原边绕组与副边绕组交替放置，增加原、副边绕组的耦合以减小漏感，同时使得电流平均分布，减小变压器的损耗。

现在插入技术的研究被分为两个方面，即应用于变压器的插入（正激电路）和应用于连接电感器的插入（反激电路）。因此，插入技术现在已经被放在不同的拓扑中作为不同的磁性部件来研究。应用于变压器中的插入技术的主要优点如下。

①使变压器中磁性能量的储存空间减小，导致漏感减小。

②使电流在传输过程中在导体上理想分布，导致交流阻抗减小。

③绕组间更好的耦合作用导致更低的漏感。

图2-17给出了应用3种不同插入技术的结构，P代表初级绕组，S代表次级绕组。试验显示SPSP结构是最好的，因为初级和次级绕组都是间隔插入的。图2-18显示了在500kHz时3种结构的交流阻抗和漏感值，通过比较可以很容易地发现应用了插入技术的变压器，其交流阻抗和漏感值都有了很大幅度的减小。平面变压器另一个重要的优点是高度很小，这使得在磁芯上可以设置比较多的匝数。一个高功率密度的变换器需要一个体积比较小的磁性组件，平面变压器很好地满足了这一要求。例如，在多绕组的变压器中需要非常多的匝数，如果是普通的变压器，会造成体积和高度过大，影响电源的整体设计，而平面变压器则不存在这一问题。图2-17 运用交叉技术的3种不同结构图2-18 在3种不同结构下阻抗和漏感的比较

另外，对于多绕组的变压器来说，绕组间保持很好的耦合非常重要。如果耦合不理想，则漏感值增大，将会使得次级电压的误差增大。而平面变压器因为具有很好的耦合，使得它成为最佳的选择。

在不同的拓扑中，磁性组件的作用也是不同的。在正激变换器中，变压器的磁能量在主开关管开通的时候由初级绕组传递到次级绕组中。然而，在反激变换器中“变压器”并不完全是一个变压器，而是两个连接在一起的电感器。在反激拓扑中的“变压器”在主开关管开通的时候初级绕组储存能量，而在关闭的时候将能量传送到次级绕组中。因此，这种插入技术的优点同上面相比是不同的。应用于这种变压器的插入技术的特点如下。

①在磁芯中储存的能量没有减少，因为电流在某时刻只能在一个绕组中流动，并且没有电流补偿。

②电流的分布并不理想（原因同上），因此交流阻抗也没有减小。

③插入使得绕组间产生较好的耦合，因此有比较小的漏感值。2.2.2 扁平变压器设计

因平面变压器（Flat Transformer）技术在许多方面实现了重要的突破，目前国外的许多电源产品中都开始采用平面变压器技术，如蓄电池充电电源、通信设备分布式电源、UPS等。而国内的隔离开关电源变压器在材料、工艺等方面与国外先进国家有一定差距，阻碍了开关电源开关高频的提升和效率的提高，使开关电源产品停留在一个较低的水平。平面变压器技术将会为高频开关电源的设计和产品化提供有益的帮助。

传统变压器的绕组常常是绕在一个磁芯上，而且匝数较多。而平面变压器（单元）只有一匝网状次级绕组，这一匝绕组也不同于传统的漆包线，而是一片铜皮贴绕在多个同样大小的冲压铁氧体磁芯表面上。所以，平面变压器的输出电压取决于磁芯的个数，而且平面变压器的输出电流可以通过并联进行扩充，以满足设计要求。平面变压器原边绕组的匝数通常也只有数匝，不仅有效降低了铜损和分布电容、电抗，而且为绕制带来了很多便利。由于磁芯是用简单的冲压件组合而成的，性能的一致性大大提高，也为大批量生产降低了成本。

运行在高频场合的常规变压器存在着漏电感大、匝间电容量大、趋肤效应和邻近效应严重、磁芯有局部过热点等问题。高频平板变压器能减小漏感和匝间电容，消除常规变压器存在的磁芯局部过热点，能使趋肤效应和邻近效应等问题得以改善，它具有很高的功率密度、很高的效率和很低的电磁干扰，而且简易价廉。

1．新型扁平变压器的设计原理（1）采用模块式设计结构

单个扁平式变压器在结构上不同于普通变压器，它包含两个环氧涂层的方形铁氧体磁芯。一般变压器的磁芯是成对出现使用，每个磁芯内有两根螺旋线圈，被焊接在内部表层。两个方形磁芯连接在一起形成了一个中心开孔的扁平变压器，并带有单匝推挽式次级线圈。在通常情况下，扁平变压器要配电感器使用，两个变压器磁芯加一个电感磁芯构成一个变压器/电感组件。而用多个扁平变压器组件构成一个扁平式的矩阵变压器组件，应用在开关电源中。设计这种结构可以解决普通变压器中单个散热点问题，并且在高频环境下可以满足大电流密度工作要求。（2）初级线圈少匝数、低漏感设计

漏感与漏磁通有关，简而言之，与一个线圈的磁通耦合密切相关。正如电感一样，漏感与线圈匝数的平方成正比。漏感随耦合程度的提高而减小，或减少线圈匝数来降低漏感。扁平变压器的初级线圈在次级线圈内，匝数少，耦合好，所以变压器内的电感相对也减小了，漏感也随之降低。（3）散热设计

大多数开关电源工作时发热主要是由变压器的铁芯损耗和线圈损耗造成的。铁芯损耗跟磁芯体积、磁通密度和频率有关。扁平变压器的磁芯是无隙方形磁芯，该磁芯有一层绝缘用的极薄的涂覆层，所以没有边缘通量，磁通路径的阻力减小了。绕制线圈平而宽，平行于磁通路经。磁芯外的热路径有两条：一条是完全通过磁芯厚度（磁芯很薄），另外一条沿次级铜导体的长度分布（是一种优良的导热体）。磁芯与次级铜导体焊接在一起，所以热通路可以配合磁芯损耗和线圈损耗一起排除热量。从初级线圈到次级线圈的热路径非常短，而且在线圈内没有过多的绕制匝数来阻碍热量散出。（4）高频特性设计

近几年来，由于DC/DC开关电源的工作频率越来越高，这使得很多磁性组件和滤波电容越来越小，瞬态反应得以提高。元器件越小价格越低，并且还可提高开关电源的密度及缩小体积。一般来说，高频工作的结果会使开关损耗增大，变压器过热。但是，扁平变压器技术解决了这一问题，并提供了一个经济实用、标准的模块化方法达到变压器的高频特性。

2．扁平变压器的内部结构及其电感的测量和计算方法

扁平变压器由若干个铁氧体磁芯组成，2个磁芯作变压器，1个磁芯作电感。3个磁芯构成1个变压器/电感模块。许多模块可以连接在一起组成平板方阵变压器。采用这种结构的扁平变压器能解决在高频下工作时磁芯中部的局部过热点问题。

变压器模块由1副正方形铁氧体磁芯组装而成，2只铁氧体磁芯用环氧树脂粘接在一起。1 副绕组镶入每个磁芯内部，粘接在磁芯内表面和输出端的拐角处。当绕组通过磁芯后，接着旋转180°往回绕。所以，每一绕组的“始端”和“末端”都在磁芯的对向角线上。1只相似尺寸的电感加在模块内部变压器部分的中心抽头上，其凸出的焊片接滤波电容器。

变压器副边绕组的端子直接和共阴极肖特基整流器 TO-228 连接，这样可以节省在变压器副边绕组上进行抽头等组装工作量。加上肖特基整流器导通时的正向压降很小，所以整个电路的效率可做得很高。穿过变压器的原边绕组是后来加上的。变压器的等效变换率由模块数N和原边绕组匝数N的乘积与1的比率来决定，即变换率是 （Nepe× N）∶1。高的变换率可以通过增加原边绕组匝数或增加模块数来p获得。扁平式变压器可以使开关电源模块化，它在分布式电源中应用，是其他变压器所无法比拟的，在市场上是公认的最小外形和允许用于最高电流密度的一种变压器。

模块内部电路的原理图如图2-19所示。在图中电感是接在变压器次级绕组的中心抽头和输出端之间，这样安排是为了减少组装的工作量。变压器原边电感等于1只模块的漏感和模块数及原边绕组匝数平方的乘积，它的数学表达式为：图2-19 模块内部电路的原理图

式中：L为变压器原边电感，L为1匝穿过1个模块的漏感，Npmode为模块数，N为原边匝数。p

式（2-7）给出的原边电感是当副边开路时测得的电感，而给出的漏感是当副边短路时测得的电感。5块具有3匝原边绕组的半桥扁平变压器的变换比是9∶1，代入上面公式可得：18μH＝L× 5×9，mod因此1 个模块（2 只方块磁芯）的漏感是：L＝0.18μH/（5×9）＝mod180nH/ 45＝4nH。

对于具有2匝原边绕组的5个模块，其漏感可用式（2-7）进行计算：

因为它原边的匝数很少，所以它的邻近效应是最小的。磁路设计人员所关心的变压器磁芯（双磁芯组合）尺寸如下。2

磁芯面积：0.68cm

磁路长度：2.8cm3

磁芯体积：2.0cm

模块（双磁芯组合）中变压器单元电感的技术条件是：每一模块每一正方形匝的电感最小值为10.0μH，漏感最大值为4nH。滤波电感单元和变压器单元大小相似，也是3匝。允许通过的电流大小通常由外接整流器电流的额定值来决定。在30A时，滤波电感技术条件规定其电感的最小值是2μH。

扁平变压器的原边绕组如图2-20（匝比为4∶1）和图2-21（匝比为8∶1）所示。FTI模块的选择步骤如下。图2-20 两磁芯模块FTI/CTI-××2A-1B/2B/3B（匝比为4∶1）图2-21 四磁芯模块FTI/CTI-××4A-1B/2B/3B（匝比为8∶1）

①决定功率等级、输出电压和电流。例如：功率为750W，输出电压为5V，输出电流为150A。

②确定要求的匝比，例如8∶1。

③选择模块类型，即由输出电压决定选 FTI-12×2A-××或 FTI-12×4A-××。当输出电压为0～15V时，选用FTI-12×2A 系列（2×f磁芯）；mr当输出电压为16～30V时，选用FTI-12×4A 系列（4×f磁芯）。对于mr更高电压，可按此比例增加磁芯数，如输出电压高到45V，就需用6个磁芯模块，而对于60V输出电压，就需用8个磁芯模块。

④按照功率等级和匝比来选定所需的模块数。例如：功率为600W，匝比 n为8∶1，输出电压U＝5V，输出电流I＝150A，需选 oo5 个 FTI-12×2A-1B 或 FTI-12×2A-5B模块。

⑤按照下面的公式计算原边绕组匝数。

式中：M为模块数，N为穿过模块的原边绕组匝数。

在本例中，M＝5，n＝10，因此N＝10/5＝2（匝）。

⑥由原边绕组电流来计算和选定导线尺寸。对平板变压器来说，21A 电流只需大约0.025mm的导线就可以了（对常规变压器来说，1A2电流需0.25mm的导线）。当然，导线尺寸选得大一点，可减小铜耗，使变压器的效率高一点。在本例中，功率为750W，输出电压为5V，采用半桥电路结构，匝比n＝10∶1，加到变压器上的交流输入电压近似为150V。通过原边绕组的电流是750/150＝5（A），可选用21.25mm导线。

⑦选择合适的绝缘导线。根据电气绝缘的要求，应选用聚四氟乙烯绝缘的导线或三重绝缘导线。FTI系列模块的原边和副边绕组之间垫有聚四氟乙烯衬垫。采用聚四氟乙烯绝缘的导线和在原边和副边绕组之间垫上聚四氟乙烯衬垫就能使其击穿电压超过40000V。

扁平变压器有两种编号，如 FTI-12×2A-1A-R，其所表示的内容如下：FTI为变压器和电感，12为模块高度（mm），2为磁芯号，A为磁芯类型，1为零件号，A为革新号，R为可选预置连接整流器。

第二种编号如CTI-12×2A-1A-6-4-#R，其所表示的内容如下：CTI为完整的变压器和电感，12为变压器高度（mm），2为每个零件的磁芯号，A为磁芯类型，1为零件号，A为革新号，6为匝比（6∶1），4为辅助绕组，#R为可选连接整流器（#为电流定额）。

在CTI系列中，变压器的原、副边绕组和电感都按标准做在模块中，如需要中心抽头，可选匝比一项中有“C”字的。例如3C＝3 ＋ 3 表示匝比为3∶1的中心抽头。而FTI 系列，其变压器的原边绕组没有安装，使用时用户可按所需的匝比自行绕制。因为原边绕组是标准的且匝数又非常少，所以绕制原边绕组的方法是非常简单的。原边绕组要穿过所有模块，并用足够的匝数去获得所需的匝比。

通过上述计算和分析可得出高频扁平变压器的特点如下。

①电流分布均匀。典型的扁平变压器副边绕组有若干个并联的线圈，每一个副边绕组都和同一个原边绕组相耦合。所以，副边绕组电流产生的安匝数和原边绕组产生的安匝数相等（忽略励磁电流）。这种特性对并联整流电路特别有用。绕组电流分配均等，在并联整流电路中就不需要均流电阻或加其他组件。

②很高的电流密度。扁平变压器的设计结合了优越的热特性，由于这一特性，在封装体积很小的情况下仍可以达到非常高的电流密度2（40A/mm）。

③高效率。扁平变压器对于次级和初级线圈都设计为匝数极小，这样线圈损耗较小。通过调节漏感，可具有很快的开关速度和很低的交叉损耗而降低漏损，获得非常高的效率（可达99％）。

④低漏感。线圈间耦合极好，线圈匝数很少，能使绕组匝间的漏感保持在最小值。输出端到辅助部件的连线很短且是紧装配，既短又很紧，所以绕组相互之间连线上的漏感也是最小的。漏感值为4nH/2n（n表示匝数）。

⑤极好的高频特性。变压器运行在高频时会使开关损耗增大和过热，而扁平变压器技术克服了这一难点，可以工作在100kHz～2MHz的频率下，并且提供一个实用的模式，解决了高频变压器的设计问题。

⑥高功率密度。由于扁平变压器尺寸小，并具有极好的散热特性，它可以和电感及一些相关的半导体器件紧密封装在一起，从而产生非常高的功率密度。它的电流密度可做到30A/模块。

⑦低成本。节省和它连接的部件成本，由于它的漏电感很小，开关损耗很低，与其相连接的部件上的应力减小，因此和它连接的部件能使用成本较低的低功率定额的部件。整个变压器是由少量有关的廉价组件组成的，加上设计简单且组装又很方便，所以变压器的成本是很低的。

⑧小的热耗散。扁平变压器组件中各组件的体积小，但表面积体积比高，导热路径很短，特别是初级绕组和次级绕组的匝数少，特制的磁芯形状使磁芯损耗低。此外优越的散热特性有利于获得更高的磁通密度。高表面积体积比和很短的热通道有利于散热。原边和副边绕组之间的匝间损耗很小。这种磁芯特有的几何外形能有效地减小磁芯损耗，所以它能做到高磁通密度。它可在−40～130℃温度下工作。

⑨结构简单。扁平变压器是由少量部件和最少的绕组构成的，这种模块在自动化装配中特别合适。扁平变压器中的磁芯很小，并能够放置在扁平的表面上，其外形尺寸为8～25mm （仅指厚度）。

⑩隔离好。扁平变压器很容易根据所需要的厚度和绝缘层数进行绝缘，初、次级绕组之间的耐压大于40000V。

扁平变压器技术为DC/DC 开关电源提供了一个解决功率密度和散热问题的最佳方案。在同样的电路中，采用扁平变压器时的电源密度可以超越任何采用普通变压器的电源，这一点是毋庸置疑的，而且是普通变压器无法替代的。另外，扁平变压器的主要磁性组件和绕组是经过优化并密封在完整的组装件内的，所以设计者不必担心其布局。凭借着初级绕组匝数少的优点，基本上消除了邻近效应。绕组空间不再是个问题，也不会产生隔离问题，磁性耦合不会受影响。

3．扁平变压器的应用

扁平变压器的应用主要有以下3个原则。

①根据输出电压的大小来选用相应型号的扁平变压器。

②根据输出电流的大小来确定并联的扁平变压器个数。

③根据输入输出电压的大小来确定变比及原边绕组的匝数。

例如，开关电源的输出电压为5V，输出电流为150A时，选用5V系列的扁平变压器FTI-12×2A-××。如果选用FTI-12×2A-1A，就需要5个并联；如果选用FTI-12×2A-5A （实际就是由5个FTI-12×2A-1A并联构成的），只需要1个。此外，在实际应用中还需要知道扁平变压器的变比和原边绕组的匝数。变比δ可用下面的公式进行计算：

式中：K 是系数，当扁平变压器的输出是通过中心抽头时K＝0.5，扁平变压器无中心抽头时K＝1；N 是并联的扁平变压器单元个数；P为扁平变压器原边绕组匝数。

在开关电源中采用扁平变压器后，开关频率为300kHz，转换效率大于95％，整个装置的体积和重量也大大减小。由于扁平变压器已标准化、系列化和产品化，性能一致性好，使用非常方便。扁平变压器改变了传统的开关电源中变压器的设计思路，为设计人员提供了更方便、更优良的选择。

2.3 光电耦合器

光耦合器（Optical Coupler，OC）亦称光电隔离器或光电耦合器，简称光耦。它是以光为媒介来传输电信号的器件，通常把发光器（红外线发光二极管 LED）与受光器（光敏半导体管）封装在同一个管壳内。当在输入端加电信号时发光器发出光线，受光器接收光线之后就产生光电流并从输出端流出，从而实现了“电—光—电”转换。光耦合器具有体积小、寿命长、无触点、抗干扰能力强、输出和输入之间绝缘、单向传输信号等优点，在开关电源中获得了广泛的应用。普通光耦合器传输数字（开关）信号，不适合传输模拟信号。近年来问世的线性光耦合器能够传输连续变化的模拟电压和模拟电流信号，使其应用领域大为拓宽。

1．光耦合器的类型

光耦合器有双列直插式、管式、光导纤维式等多种封装形式，其种类达数十种。光耦合器的分类及内部电路如图2-22所示。图2-22 光耦合器的分类及内部电路

2．光耦合器的性能特点

光耦合器的主要优点是单向传输信号，输入端与输出端完全实现了电气隔离，抗干扰能力强，使用寿命长，传输效率高。它广泛用于电平转换、信号隔离、级间隔离、远距离信号传输、脉冲放大等方面。

由于光耦合器的输入阻抗与一般干扰源的阻抗相比较小，因此分压在光耦合器输入端的干扰电压较小，它所能提供的电流并不大，不易使半导体二极管发光。由于光耦合器的外壳是密封的，它不受外部12光照的影响。光耦合器的隔离电阻很大（约 10Ω），隔离电容很小（几皮法），所以能阻止电路性耦合产生的电磁干扰。以线性方式工作的光耦合器是在输入端加控制电压，在输出端会成比例地产生一个用于进一步控制下一级电路的电压。线性光耦合器由发光二极管和光敏三极管组成，当发光二极管接通而发光时，光敏三极管导通。光耦合器是电流驱动型，需要足够大的电流才能使发光二极管导通，如果输入信号太小，发光二极管不会导通，其输出信号将产生失真。在开关电源中，利用线性光耦合器可构成光耦反馈电路，通过调节控制端电流来改变占空比，达到精确稳压的目的。

光耦合器的技术参数主要有发光二极管正向压降U、正向电流I、FF电流传输比CTR、输入级与输出级之间的绝缘电阻、集电极—发射极间的反向击穿电压U、集电极—发射极间的饱和压降（BR）CEOU。此外，在传输数字信号时还需考虑上升时间、下降时间、CE（sat）延迟时间和存储时间等参数。

电流传输比是光耦合器的重要参数，通常用直流电流传输比来表示。当输出电压保持恒定时，它等于直流输出电流I与直流输入电流CI的百分比，其表达式为：F

对于采用一只光敏三极管的光耦合器，CTR的范围大多为20％～300％（如 4N35），而PC817则为80％～160％，达林顿型光耦合器（如4N30）可达100％～5000％。这表明欲获得同样的输出电流，CTR值较大的只需较小的输入电流。因此，CTR参数与晶体管的hFE值有某种相似之处。

3．线性光耦合器的产品分类及选取原则（1）线性光耦合器的产品分类

线性光耦合器的典型产品及主要参数见表2-6。表2-6 线性光耦合器的产品型号及主要参数（2）线性光耦合器的选取原则

在设计光耦反馈式开关电源时必须正确选择线性光耦合器的型号及参数，选取原则如下。

①光耦合器的电流传输比（CTR）的允许范围是 50％～200％，这是因为当CTR＜50％时，光耦合器中的发光二极管就需要较大的工作电流（I＞5.0mA）才能正常控制开关电流I的占空比，这会增大FC光耦合器的功耗；若CTR＞200％，在启动电路或者负载发生突变时，有可能将开关电源误触发，影响正常输出。

②应采用线性光耦合器，其特点是CTR 值能够在一定范围内进行线性调整。

③由英国埃索柯姆（Isocom）公司、美国摩托罗拉（Motorola）公司生产的 4N××系列（如4N25、4N26、4N35）光耦合器目前在国内应用得十分普遍。鉴于此类光耦合器呈现开关特性，其线性度差，适宜传输数字信号（高、低电平），因此不能应用在开关电源中。

4．典型线性光耦合器图2-23 HCNR200/201的内部框图

目前线性光耦有几种可供选择的芯片，如Agilent公司的 HCNR200/201、TI 子公司 TOAS的 TIL300 以及Clare的LOC111等。HCNR200/201的内部框图如图2-23所示。其中①、②脚作为隔离信号的输入端，③、④脚用于反馈，⑤、⑥脚用于输出。①、②脚之间的电流为I，③、④脚之间和⑤、⑥脚之间的电流分别为I和I。FPD1PD2输入信号经过电压—电流转化，电压的变化体现在电流I上。I和FPD1I基本上与I成线性关系，线性系数分别为K和K，即：PD2F12

K与K一般很小（HCNR200是0.50％），并且随温度变化较大12（HCNR200的变化范围为0.25％～0.75％），但芯片的设计使得K和1K相等。在合理的外围电路设计中，真正影响输出、输入比值的是K21和K的比值K，线性光耦利用这种特性才能达到满意的线性度。23

HCNR200和HCNR201的内部结构完全相同，差别在于一些指标上。相对于HCNR200，HCNR201提供更高的线性度。采用HCNR200/201进行隔离的一些指标如下。

①线性度：HCNR200为0.25％，HCNR201为0.05％。

②线性系数K：HCNR200为15％，HCNR201为5％。3−6

③温度系数：−65×10/℃。

④隔离电压：1414V。

⑤信号带宽：直流到大于1MHz。

2.4 半导体器件

硅瞬变吸收二极管（TVS）是一种新型高效电路保护器件，它具有极快的响应速度（亚纳秒级）和相当高的浪涌吸收能力。当它的两端经受瞬间的高能量冲击时，TVS能以极高的速度把两端间的阻抗值由高阻抗变为低阻抗，以吸收一个瞬间大电流，从而把它的两端电压钳制在一个预定的数值上，保护后面的电路元件不受瞬态高压尖峰脉冲的冲击。正因为如此，TVS可用于保护设备或电路免受静电、电感性负载切换时产生的瞬变电压以及感应雷所产生的过电压损坏。

TVS的工作有点像普通的稳压管，是钳位型的干扰吸收器件，其应用中接线是与被保护设备并联使用。

在给TVS加上反向电压时，反向电流很小，当反向电压逐渐升高时，反向电流基本保持不变。当反向电压升高到某一数值时，反向电流急剧增大，这种现象称为反向击穿，此时的反向电压称为击穿电压。根据工艺和结构的不同，击穿电压可从1V至几百伏。TVS的响应速度很快，结电容也比较小，其缺点是通流量比较小，一般只能达几百安培（组合型例外），所以它比较适合信号电路和小功率场合。

1．TVS的特性

TVS的电路符号和普通的稳压管相同，其电压—电流特性曲线如图2-24所示。其正向特性与普通二极管相同，反向特性表现为典型的PN结雪崩器件。图2-25所示是TVS的电流—时间和电压—时间特性曲线。在浪涌电压的作用下，TVS两极间的电压由额定反向关断电压U上升到击穿电压U而被击穿。随着击穿电流的出现，流过 TVSWMBR的电流将达到峰值脉冲电流I，同时其两端的电压被钳位到预定的PP最大钳位电压U以下。其后，随着脉冲电流按指数衰减，TVS 两极C间的电压也不断下降，最后恢复到初态。这就是 TVS 抑制可能出现的浪涌脉冲功率，保护电子元器件的动作过程。当TVS两极受到反向−9高能量冲击时，它能以10s级的速度将其两极间的阻抗由高变低，吸收高达数千瓦的浪涌功率，将两极间的电位钳位于预定值，有效地保护电子设备中的元器件免受浪涌脉冲的损害。TVS具有响应时间短、瞬态功率大、漏电流小、击穿电压偏差小、钳位电压容易控制、体积小等优点。图2-24 TVS的电压—电流特性曲线图2-25 TVS 电压（电流）时间特性

TVS一般用于高灵敏的电子回路中，其响应时间可达皮秒级，而器件的限压值可达额定电压的 1.8 倍。其主要缺点是电流负荷能力很弱，电容相对较高，器件自身的电容随着器件额定电压变化而变化，即器件额定电压越低，电容则越大。这个电容也会同相连的导线中的电感构成低通环节，而对数据传输产生阻尼作用，阻尼程度与电路中的信号频率有关。

TVS的U称为最大转折电压，是反向击穿之前的临界电压。URB是击穿电压，其对应的反向电流I一般取值为1mA。U是最大钳位电TC压，当TVS中流过峰值电流为I的大电流时，TVS两端的电压就不再PP上升了。因此，TVS能始终把被保护的器件或设备的端口电压限制在U～U的有效区间内。与稳压管不同的是，I的数值可达数百安培，BCPP−9而钳位响应时间仅为1×10s。TVS的最大允许脉冲功率为P＝U× MCI，且在给定的最大钳位电压下，功耗P越大，其承受浪涌电流的PPM能力越大。

2．TVS的主要参数

TVS的主要参数如下。

①最大反向漏电流I。当将最大反向工作电压施加到TVS 上时，D产生的一个恒定电流称为最大漏电流。当TVS用于高阻抗电路时，这个漏电流是一个重要的参数。

②击穿电压U。U是TVS的最小击穿电压，指TVS 在发生击BRBR穿的区域内，在规定的试验电流条件下所测得的TVS两端的电压值。在25℃下，低于这个电压时TVS是不会发生雪崩的。按TVS的U与BR标准值的离散程度，可把U分为5％和10％两种。对于5％的U来BRBR说，U＝0.85U；对于10％的U来说，U＝0.81U。WMBRBRWMBR

③击穿电流I。I指 TVS 在发生击穿的区域内，在规定的试验电RR压条件下所测得的流过TVS的电流值。

④最大反向工作电压U。该电压是指TVS 反向工作时，在规定WM的漏电流下TVS 两端的电压值。这时流过TVS的电流应小于或等于其最大反向漏电流I。通常取：D

在这个电压下，器件的功率消耗很小。

⑤最大反向峰值脉冲电流I。该参数是指在反向工作条件下，PP在规定的脉冲时间内TVS所允许通过的最大峰值脉冲电流。

⑥最大钳位电压U。当持续时间为20μs的脉冲峰值电流I流过CPPTVS时，在其两端出现的最大峰值电压称为最大钳位电压。最大钳位电压与击穿电压之比称为钳位系数。一般钳位系数取值为1.33（在总的额定功率下）或1.20（在50％的额定功率下）。最大钳位电压U和C最大峰值脉冲电流I反映了TVS的浪涌抑制能力。PP

⑦电容量C。电容量C是由TVS的雪崩结截面决定的，是在特定的1MHz频率下测得的。C的大小与TVS的电流承受能力成正比，C太大将使信号衰减。因此，C是数据接口电路选用TVS的重要参数。

⑧钳位时间T。T是TVS 两端电压从零上升到最小击穿电压UCCBR−9的时间，对于单极性TVS 来说小于1×10s，对于双极性TVS 来说小−8于1×10s。

⑨最大峰值脉冲功耗 P。P是 TVS 能承受的最大峰值脉冲功MM率耗散值。在给定的最大钳位电压下，功耗P越大，其承受浪涌电M流的能力越大；在给定的功耗P下，钳位电压U越低，其承受浪涌MC电流的能力越大。另外，峰值脉冲功耗还与脉冲波形、持续时间和环境温度有关。而且，TVS所能承受的瞬态脉冲是不重复的，TVS规定的脉冲重复频率（持续时间与间歇时间之比）为0.01％。如果电路内出现重复性脉冲，应考虑脉冲功率的累积有可能损坏TVS。

3．TVS的分类

TVS按极性可分为单极性和双极性两种，按用途可分为通用型和专用型，按封装和内部结构可分为轴向引线TVS、双列直插TVS阵列、贴片式TVS和大功率模块等。轴向引线的产品峰值功率可以达到400W、500W、600W、1500W或5000W，其中大功率的产品主要用在电源馈线上，低功率产品主要用在高密度安装的场合。对于高密度安装的场合，还可以选择双列直插式和表面贴装的封装形式。

4．TVS的命名

目前，TVS的系列产品主要有SA 系列-500W、P6KE、SMBJ 系列-600W、1N5629～1N6389、1.5KE、LC、LCE系列-1500W、5KP系列-5000W、15KAP、15KP系列-15000W，其中尤以P6KE和1.5KE系列最为常见。它们的命名规则如下：第一部分P6KE或1.5KE代表产品系列；第二部分的数字代表最小击穿电压；第三部分字母为A或CA，A代表单向TVS，CA代表双向TVS。例如，P6KE200A为500W最小击穿电压约为200V的单向TVS。

5．TVS选用指南

处理瞬时脉冲对器件损害的最好办法是将瞬时电流从敏感器件引开，TVS在线路板上与被保护线路并联，当瞬时电压超过电路的正常工作电压后，TVS便发生雪崩，提供给瞬时电流一个超低电阻通路，其结果是瞬时电流通过TVS而被引开，避开被保护器件，并且在电压恢复为正常值之前使被保护回路一直保持截止电压。当瞬时脉冲结束以后，TVS自动回复高阻状态，整个回路进入正常状态。许多器件在承受多次冲击后，其参数及性能会发生退化，而只要工作在限定范围内，TVS将不会发生损坏或退化。从以上过程可以看出，在选择TVS时必须注意以下几个参数的选择。

①最大反向漏电流I和额定反向关断电压U。U是 TVS 在正DWMWM常状态时可承受的电压，此电压应大于或等于被保护电路的正常工作电压，否则TVS会不断截止回路电压；但它又需要尽量与被保护回路的正常工作电压接近，这样才不会在TVS工作以前使整个回路面对过压威胁。当这个额定反向关断电压U加于TVS的两极间时，TVS处WM于反向关断状态，流过它的电流应小于或等于其最大反向漏电流I。D

TVS的额定反向关断电压U应大于或等于被保护电路的最大工WM作电压。若选用的U太小，TVS可能进入雪崩或因反向漏电流太大WM而影响电路正常工作。若电路有可能承受来自两个方向的尖峰脉冲电压（浪涌电压）冲击时，应当选用双极性的TVS。

②最大钳位电压U和最大峰值脉冲电流I。当持续时间为20msCPP的脉冲峰值电流I流过TVS时，在TVS两端出现的最大峰值电压为PPU。U、I反映了TVS的浪涌抑制能力。U与U之比称为钳位因子，CCPPCBR一般为1.2～1.4。U是二极管在截止状态提供的电压，也就是在ESDC冲击状态下TVS的端电压，它不能大于被保护回路的可承受极限电压，否则器件面临被损坏的危险。选择时应首先确定被保护电路的最大直流或连续工作电压，以及电路的额定标准电压和最大可承受电压。所选用TVS的U值应低于被保护元件的最高电压。C

③额定脉冲功率基于最大截止电压和此时的峰值脉冲电流。在规定的脉冲持续时间内，TVS的最大峰值脉冲功率P必须大于被保护M电路可能出现的峰值脉冲功率。在确定了最大钳位电压后，其峰值脉冲电流应大于瞬态浪涌电流。一般 TVS的最大峰值脉冲功率是以10/1000μs的非重复脉冲给出的，而实际的脉冲宽度是由脉冲源决定的，当脉冲宽度不同时其峰值功率也不同。如某600W TVS 对1000μs 脉宽的最大吸收功率为600W，但是对50μs 脉宽的吸收功率可达到2100W，而对10μs脉宽的最大吸收功率就只有200W了。吸收功率还和脉冲波形有关，如果是半个正弦波形式的脉冲，吸收功率就要减到75％；若是方波形式的脉冲，吸收功率就要减到66％。

④电容量 C。对于数据信号频率越高的回路，TVS的电容对电路的干扰越大，形成噪声或衰减信号强度，因此需要根据回路的特性来决定所选器件的电容范围。对于高频回路一般选择电容应尽量小（如LCTVS、低电容TVS，电容不大于3pF）。

TVS在正常工作时不要处于击穿状态，最好处于U以下，应综合R考虑U和U两方面的要求来选择适当的TVS。如果知道比较准确的RC浪涌电流I，则可利用U× I来确定功率；如果无法确定I的大致PPCPPPP范围，则选用功率大一些的TVS为好。

TVS若应用在继电器、功率开关等场合，有必要引入平均稳态功率的概念。如某功率开关电路中会产生频率为120Hz、宽度为4μs、峰值电流为25A的脉冲群，选用的TVS可以将单个脉冲的电压钳位到11.2V。其平均稳态功率的计算为：脉冲时间间隔等于频率的倒数1/120 ≈ 0.0083（s），峰值吸收功率是钳位电压与脉冲电流的乘积 11.2×25＝280（W），平均功率则为峰值功率与脉冲宽度对脉冲间隔比值的乘积，即280×（0.000004/0.0083） ≈ 0.134（W）。也就是说，选用的TVS的平均稳态功率必须大于0.134W。

TVS虽然可以在−55～＋150℃温度范围内工作，但因其反向漏电流I随温度升高而增大；功耗随TVS结温升高而下降，从＋25℃到D＋175℃，大约线性下降50％；击穿电压U也随温度的升高按一定BR的系数增加。因此，在设计选用时必须查阅相关产品的技术参数，并考虑温度变化对其特性的影响。

6．使用TVS时应注意的事项

在使用TVS时应注意的事项如下。

①对于TVS 瞬变电压的吸收功率（峰值）与瞬变电压脉冲宽度间的关系，在手册中给出的只是特定脉宽下的吸收功率（峰值），而实际线路中的脉冲宽度是随机的，事前要进行估计，对宽脉冲应降额使用。对重复出现的瞬变电压的抑制，尤其值得注意的是TVS的稳态平均功率是否在安全范围之内。

②对小电流负载的保护，可在线路中增加限流电阻。只要限流电阻的阻值适当，不会影响线路的正常工作，但限流电阻对干扰所产生的电流却会大大减小。这就可选用峰值功率较小的TVS来对小电流负载线路进行保护。

③对于作为半导体器件的 TVS，要注意环境温度升高时的降额使用问题，特别要注意TVS的引线长短以及它与被保护线路的相对距离。当没有合适电压的 TVS 供选用时，允许将多个TVS串联使用。串联的TVS的最大电流决定于所采用TVS中电流吸收能力最小的一个。而峰值吸收功率等于这个电流与各串联TVS电压之和的乘积。

④TVS的结电容是影响它在高速线路中使用的关键因素，在这种情况下一般将一个TVS与一个快恢复二极管以背对背的方式连接，由于快恢复二极管有较小的结电容，因而二者串联的等效电容也较小，可满足高频使用的要求。2.4.2 功率场效应晶体管MOSFET

功率场效应晶体管分为结型和绝缘栅型，但通常主要指绝缘栅型中的 MOS 型（Metal Oxide Semiconductor FET），简称功率MOSFET（Power MOSFET）。结型功率场效应晶体管一般称作静电感应晶体管（Static Induction Transistor，SIT），其特点是用栅极电压来控制漏极电流，驱动电路简单，需要的驱动功率小，开关速度快，工作频率高，热稳定性优于GTR，但其电流容量小，耐压低，一般只适用于功率不超过10kW的电力电子装置中。

自1976年开发出功率MOSFET以来，由于半导体工艺技术的发展，它的性能不断提高，如高压功率MOSFET的工作电压可达1000V，低导通电阻MOSFET的导通电阻仅为l0mΩ，工作频率范围从零到数兆赫，保护措施越来越完善，并开发出各种贴片式功率MOSFET（如Siliconix公司最近开发的厚度为1.5mm的“Little Foot”系列）。另外，MOSFET的价格也不断降低，应用越来越广泛，在不少地方已取代双极型晶体管。

1．MOSFET的结构

功率MOSFET按导电沟道可分为P沟道和N沟道两种，按栅极电压幅值可分为以下两种。

①耗尽型；当栅极电压为零时漏、源极之间存在导电沟道。

②增强型；对于N（P）沟道器件，栅极电压大于（小于）零时才存在导电沟道。功率MOSFET主要是N沟道增强型。

功率MOSFET的内部结构和电气图形符号如图2-26所示，其导通时只有一种极性的载流子（多子）参与导电，是单极型晶体管。功率MOSFET的导电机理与小功率MOS相同，但在结构上有较大区别，小功率MOS是横向导电器件，功率MOSFET大都采用垂直导电结构，又称为VMOSFET （Vertical MOSFET）。垂直导电结构可大大提高MOSFET器件的耐压和耐电流能力。图2-26 功率MOSFET的结构和电气图形符号

按垂直导电结构的差异，MOSFET又分为利用V形槽实现垂直导电的VVMOSFET和具有垂直导电双扩散MOS结构的VDMOSFET （Vertical Double-diffused MOSFET）。

功率MOSFET为多元集成结构，如国际整流器（International Rectifier）公司的HEXFET采用了六边形单元，西门子（Siemens）公司的 SIPMOSFET 采用了正方形单元，摩托罗拉（Motorola）公司的TMOS采用了矩形单元并按“品”字形排列。

2．功率MOSFET的特点

功率MOSFET与双极型功率器件相比具有如下特点。

①MOSFET 是电压控制型器件（双极型器件是电流控制型器件），因此在驱动大电流时无需推动级，电路较简单。8

②输入阻抗高，可达10Ω以上。MOSFET 是电压控制型器件，栅、源极之间被一层二氧化硅隔离，输入阻抗大于40MΩ，静态漏泄电流I小于0.1μA，即使在125℃的高温下也小于0.5μA。小驱动电CSS流和高功率增益使得MOSFET驱动电路的设计变得较为简单。

③开关速度快和工作频率范围宽。MOSFET的开关时间为几十纳秒到几百纳秒，开关损耗小。MOSFET的开关速度和工作频率比双极型管要高1～2 个数量级，载流子渡越沟道的时间约需1ns，可以忽略不计。它的开关时间和频率响应决定于输入端电容C的充放电。一ISS般低压器件的开关时间为10～30ns，高压器件为100～300ns。因为开关动态损耗很小，因此，MOSFET的开关工作频率较高，可达500kHz以上。

④有较优良的线性区，并且MOSFET的输入电容比双极型器件的输入电容小得多，所以它的交流输入阻抗极高，噪声也小。

⑤功率MOSFET 可以多个并联使用，以增加输出电流而无需均流电阻。

⑥具有良好的热稳定性。MOSFET的跨导和开关时间有非常好的热稳定性。在−55～125℃下的跨导 G与25℃时跨导值的偏差小于fs±20％，其温度系数大约为−0.2％/℃。因为阈值电压U和跨导GS（th）G随温度变化的影响相互补偿，因此，传输特性具有很好的稳定fs性。

MOSFET的开关时间基本上与工作温度无关，开关特性十分稳定，且导通电阻 R具有大约＋0.7％/℃的正温度系数。又由于DS（ON）载流子迁移率随温度的上升而减小，导致了MOSFET的电流具有负的温度系数，这就使得器件有良好的电流调节能力，有效地防止了电流局部集中而使热点产生。这对于避免器件的热击穿和多个器件的并联十分有利。

⑦无二次击穿。MOSFET的一个突出优点是在额定值范围内不存在二次击穿。这样，安全工作区不受二次击穿的限制，能承受周期性的浪涌脉冲，使得器件的工作区域得到充分利用，抗烧毁能力增强。

⑧内接反向二极管。由于器件结构的特点，VMOS器件都内接有源—漏二极管，其电压和电流的最大额定值与MOS 本身的值相同，这一内接二极管在实际的电路应用中可保护MOSFET或用作特定的设计。

3．MOSFET的截止与导通

截止：在漏、源极间加正电源，栅、源极间电压为零。P基区与N漂移区之间形成的PN结J反偏，漏、源极之间无电流流过。1

导电：在栅、源极间加正电压U，栅极是绝缘的，所以不会有GS栅极电流流过。但栅极的正电压会将其下面P区中的空穴推开，而将P区中的少子——电子吸引到栅极下面的P区表面。

当U大于U（开启电压或阈值电压）时，栅极下P区表面的电GST子浓度将超过空穴浓度，使P型半导体反型成N型而成为反型层，该反型层形成N沟道而使PN结J消失，漏极和源极导电。1

4．MOSFET的基本特性（1）静态特性

MOSFET的转移特性和输出特性如图2-27所示。漏极电流I和栅、D源极间电压U的关系称为MOSFET的转移特性，I较大时，I与UGSDDGS的关系近似为线性，曲线的斜率定义为跨导G。fs图2-27 功率MOSFET的转移特性和输出特性

MOSFET的截止区对应于GTR的截止区，饱和区对应于GTR的放大区，非饱和区对应于GTR的饱和区。MOSFET 工作在开关状态下，即在截止区和非饱和区之间来回转换。MOSFET的漏、源极之间有寄生二极管，在漏、源极间加反向电压时器件导通。MOSFET的通态电阻具有正温度系数，这对器件并联时的均流有利。（2）动态特性

动态特性测试电路和开关过程波形如图2-28所示。开通延迟时间t为U前沿时刻到U＝U并开始出现I时的时间段。d（on）pSTD图2-28 功率MOSFET的开关过程

上升时间t为U从U上升到非饱和区栅压U的时间段。rGSTGSP

I稳态值由漏极电源电压U和漏极负载电阻决定。U的大小和DEGSPI的稳态值有关，U达到U后，在U的作用下继续升高直至达到DGSGSPp稳态，但I已不变。MOSFET的开通时间t为开通延迟时间与上升时Don间之和。

关断延迟时间t为从U下降到零起，C通过R和R放电，d（off）pinSGU按指数规律下降到U时，I开始减小为零的时间段。下降时间tGSGSPDf为U从U继续下降起，I减小，到U＜U时沟道消失，I下降到GSGSPDGSTD零为止的时间段。关断时间t为关断延迟时间和下降时间之和。off（3）MOSFET的开关速度

MOSFET的开关速度和C的充放电有很大关系，在应用中无法in降低C的容量，但可降低驱动电路内阻 R以减小时间常数，加快开in0关速度。MOSFET 只靠多子导电，不存在少子储存效应，因而关断过程非常短，开关时间为10～100ns，工作频率可达100kHz以上，是主要电力电子器件中最高的。场控器件在静态时几乎不需输入电流，但在开关过程中需对输入电容充放电，仍需一定的驱动功率。开关频率越高，所需要的驱动功率越大。

5．动态性能的改进

在器件应用时除了要考虑器件的电压、电流和频率外，还必须掌握在应用中如何保护器件，不使器件在瞬态变化中受损害。当然晶闸管是两个双极型晶体管的组合，又加上因大面积带来的大电容，所以其du/dt能力是较为脆弱的。对di/dt来说，它还存在一个导通区的扩展问题，所以也带来相当严格的限制。

功率MOSFET的情况有很大的不同，它的du/dt及di/dt的能力常以每纳秒（而不是每微秒）的能力来估量。但尽管如此，它也存在动态性能的限制。这些可以从功率MOSFET的基本结构来予以理解。

图2-29所示是功率MOSFET的等效电路。除了考虑器件存在电容以外，还必须考虑MOSFET还并联着一个二极管。同时从某个角度看，它还存在一个寄生晶体管。这几个方面是研究MOSFET动态特性很重要的因素。图2-29 功率MOSFET的等效电路

首先MOSFET结构中所附带的本征二极管具有一定的雪崩能力，通常用单次雪崩能力和重复雪崩能力来表达。当反向电流应力 di/dt 很大时，二极管会承受一个速度非常快的脉冲尖刺，它有可能进入雪崩区，一旦超越其雪崩能力就有可能将器件损坏。对于任一种PN结二极管来说，仔细研究其动态特性是相当复杂的，因其与一般理解PN结正向时导通、反向时阻断的简单概念很不相同。当电流迅速下降时，二极管有一阶段失去反向阻断能力，即所谓的反向恢复时间。PN结要求迅速导通时，也会有一段时间并不显示很低的电阻。在功率MOSFET 中一旦二极管有正向注入，所注入的少数载流子也会增加作为多子器件的MOSFET的复杂性。

在MOSFET的设计过程中应采取措施使其中的寄生晶体管尽量不起作用。在不同代MOSFET 中所采取的措施各有不同，但总的原则是使漏极下的横向电阻 R尽量小。因为只有在漏极N区下的横向电B阻中流过足够的电流为这个N区建立正偏的条件时，寄生的双极型晶闸管才开始起作用。然而在严峻的动态条件下，因 du/dt 通过相应电容引起的横向电流有可能足够大。此时这个寄生的双极型晶体管就会启动，有可能给MOSFET造成损坏。所以，考虑瞬态性能时对MOSFET器件内部的各个电容（它是du/dt的通道）都必须予以注意。

6．MOSFET的选择

MOSFET有两大类型：N沟道和P沟道。在功率系统中，MOSFET可被看成电气开关。当在N沟道MOSFET的栅极和源极间加上正电压时，其开关导通。导通时，电流可经开关从漏极流向源极。漏极和源极之间存在一个内阻，称为导通电阻R。当源极和栅DS（ON）极间的电压为零时，开关关闭，而电流停止通过器件。虽然这时器件已经关闭，但仍然有微小的电流存在，称之为漏电流，即I。DSS（1）类型选择

在典型的功率应用中，当一个 MOSFET 接地而负载连接到干线电压上时，该 MOSFET就构成了低压侧开关。在低压侧开关中，应采用N沟道MOSFET，这是出于对关闭或导通器件所需电压的考虑。当将MOSFET连接到总线及负载接地时，就要用高压侧开关。通常会在这个拓扑中采用P沟道MOSFET，这是出于对电压驱动的考虑。

MOSFET的额定电压越大，器件的成本就越高。根据实践经验，设计中 MOSFET的额定电压应当大于干线电压或总线电压。这样才能提供足够的保护，使MOSFET不会失效。就选择 MOSFET 而言，必须确定漏极至源极间可能承受的最大电压，即最大 U。MOSFETDS能承受的最大电压会随温度而变化，设计中必须在整个工作温度范围内测试电压的变化范围，其额定电压必须有足够的余量覆盖这个变化范围，确保电路不会失效。对于不同的应用，其额定电压也有所不同，通常便携式设备为20V，FPGA 电源为20～30V，AC 85～220V应用为450～600V。（2）额定电流

MOSFET的额定电流应是负载在所有情况下能够承受的最大电流。与电压的情况相似，必须确保所选的MOSFET能承受这个额定电流，即使在系统产生尖峰电流时。在连续导通模式下，MOSFET处于稳态，此时电流连续通过器件。脉冲尖峰是指有大量电涌（或尖峰电流）流过器件。一旦确定了这些条件下的最大电流，只需直接选择能承受这个最大电流的器件便可。

在实际情况下，MOSFET并不是理想的器件，因为在导电过程中会有电能损耗，这称为导通损耗。MOSFET在“导通”时就像一个可变电阻，由器件的R所确定，并随温度的变化而显著变化。器DS（ON）件的功率耗损可由计算，由于导通电阻随温度变化，因此功率耗损也会随之按比例变化。对MOSFET施加的电压U越高，GSR就会越小；反之，R就会越大。这就是取决于系统电DS（ON）DS（ON）压而需要折中权衡的地方。对于便携式设计来说，采用较低的电压比较容易（较为普遍），而对于工业设计可采用较高的电压。（3）热特性

MOSFET的结温等于最大环境温度加上热阻与功率耗散的乘积，即结温＝最大环境温度＋ （热阻×功率耗散）。根据这个方程可解出系统的最大功率耗散。确定了要通过器件的最大电流，就可以计算出不同温度下的R。DS（ON）

雪崩击穿是指半导体器件上的反向电压超过最大值，并将形成强电场使器件内的电流增大。该电流将耗散功率，使器件的温度升高，而且有可能损坏器件。计算额定雪崩电压有两种方法；一种是统计法，另一种是热计算法。而热计算法因为较为实用而得到了广泛采用。器件晶片尺寸的增大会提高抗雪崩能力，最终提高器件的稳健性。对最终用户而言，这意味着要在系统中采用更大的封装件。（4）开关性能

影响 MOSFET 开关性能的参数有很多，但最重要的是栅极—漏极电容、栅极—源极电容及漏极—源极电容。这些电容会在器件中产生开关损耗，因为在每次开关时都要对它们充电。MOSFET的开关速度因此被降低，器件的效率也下降。为计算开关过程中器件的总损耗，设计中必须计算开通过程中的损耗（E）和关闭过程中的损耗on（E）。MOSFET开关的总功率可用如下方程表达式：P＝（E＋ offswonE）× 开关频率。而栅极电荷（Q）对开关性能的影响最大。offgd2.4.3 绝缘栅双极型晶体管IGBT

绝缘栅双极型晶体管（Iusulated Gate Bipolar Transistor，IGBT）是一种集BJT的大电流密度和MOSFET电压驱动场控型器件的优点于一体的高压高速大功率器件。目前有用不同材料及工艺制作的IGBT，但它们均可被看作是一个MOSFET输入跟随一个双极型晶体管放大的复合结构。IGBT有3个电极，分别称为栅极G（也叫控制极或门极）、集电极C（亦称漏极）及发射极E（也称源极）。IGBT克服了MOSFET的一个致命缺陷，就是在高电压大电流工作时导通电阻大，器件发热严重，输出效率下降。

IGBT 本质上是一个场效应晶体管，只是在漏极和漏区之间多了一个 P 型层。根据国际电工委员会 IEC/TC（CO）1339 文件建议，其各部分名称基本沿用场效应晶体管的相应命名方法。IGBT既具有MOSFET的高速开关及电压驱动特性，又具有双极型晶体管的低饱和电压特性及易实现较大电流的能力，是近年来电力电子领域中最令人注目及发展最快的一种器件。

IGBT是将MOSFET和GTR集成在一个芯片上的复合器件。MOSFET是单极型电压驱动器件，它具有工作速度快、输入阻抗高、热稳定性好以及驱动电路简单等特点，但它的导通电阻较大，电流容量也较低。而GTR是双极型电流驱动型器件，其阻断电压高，载流能力强，但工作速度较慢，驱动电流大，控制电路较复杂。这两类器件的缺点限制了它们的发展。目前出现许多新型复合器件，如MOS双极复合晶体管，MOS双极复合晶闸管，这些新型电力电子复合器件集合了单极型和双极型器件各自的优点。

MOSFET由于实现一个较高的击穿电压需要一个源漏信道，而这个信道却具有很高的电阻率，因而造成MOSFET具有R数值高DS（on）的特征。IGBT消除了现有MOSFET的这些主要缺点。虽然最新一代MOSFET器件大幅度改进了R特性，但是在高电平时，功率导DS（on）通损耗仍然要比IGBT高出很多。IGBT较低的压降转换成一个低U的能力。IGBT的结构与一个标准双极型器件相比，可支持更CE（sat）高的电流密度，并简化了驱动电路。IGBT发展得很快，这种复合器件属于晶体管类，它既可以作为开关使用，也可以作为放大器件使用，具有良好的特性，很适合于中频电源领域。

IGBT是少子器件，它不但具有非常好的导通特性，而且也具有MOSFET的许多特性，如容易驱动，安全工作区宽，峰值电流大，坚固耐用等。一般来讲，IGBT的开关速度低于MOSET，但是IR公司新系列IGBT的开关特性非常接近MOSFET，而且导通特性也不受工作电压的影响。由于IGBT内部不存在反向二极管，应用中可以灵活选用外接恢复二极管。这个特性是优点还是缺点，应根据工作频率、二极管的价格和电流容量等参数来衡量。

1．IGBT的结构

就 IGBT的结构而言，是在N 沟道 MOSFET的漏极 N 层上又附加−−＋上一个 P 层的PNPN的四层结构。图2-30（a）所示为N沟道VDMOSFET与GTR组合的N沟道IGBT （N-IGBT），IGBT比＋＋VDMOSFET多一层P注入区，形成了一个大面积的PN结J，使1＋IGBT导通时由P注入区向N基区发射少子，从而对漂移区的电导率进行调制，使得IGBT具有很强的通流能力。简化等效电路表明，IGBT是GTR与MOSFET组成的达林顿结构，一个由MOSFET驱动的厚基区PNP晶体管，R为晶体管基区内的调制电阻。N

2．IGBT的工作原理

N沟道IGBT工作时通过在栅极和发射极间加阀值电压U以上的TH（正）电压，在栅极正下方的P层上形成反型层（沟道），开始从发射−极下的N层注入电子。＋−＋

该电子为PNP晶体管的少数载流子，从集电极衬底P层开始流入空穴，进行电导率调制（双极工作），所以可以降低集电极和发射极间的饱和电压。IGBT 工作时的等效电路如图2-30（b）所示，其＋电气图形符号如图2-30（c）所示。在发射极侧形成NPN寄生晶体＋＋−＋管。若NPN寄生晶体管工作，又变成PNPN晶闸管，电流继续流动，直到输出侧停止供给电流，通过输出信号已不能进行控制。一般将这种状态称为闭锁状态。图2-30 IGBT的结构、简化等效电路和电气图形符号＋＋−

为了抑制NPN寄生晶体管的工作，IGBT采用尽量减小PNP晶＋−体管的电流放大系数α作为解决闭锁的措施。具体地来说，PNP的电流放大系数α设计为0.5以下。IGBT的闭锁电流I为额定电流（直流）L的3倍以上。IGBT的驱动原理与功率MOSFET基本相同，通断由栅射极电压U决定。GE

导通：U大于开启电压U时，MOSFET内形成沟道，为GEGE（th）晶体管提供基极电流，IGBT导通。

导通压降：电导调制效应使电阻R减小，使通态压降减小。N

关断：在栅、射极间施加反压或不加信号时，MOSFET内的沟道消失，晶体管的基极电流被切断，IGBT关断。

3．IGBT的基本特性（1）IGBT的转移特性

IGBT的转移特性（I与U间的关系）与MOSFET的转移特性类CGE似，如图2-31（a）所示。IGBT能实现电导调制而导通的最低栅射电压U随温度升高而略有下降，在＋25℃时，U的值一般GE（th）GE（th）为2～6V。（2）IGBT的输出特性（伏安特性）

IGBT的输出特性为以U为参考变量时I与U间的关系，如图GECCE2-31（b）所示。其分为3个区域，即正向阻断区、有源区和饱和区，分别与GTR的截止区、放大区和饱和区相对应。当U＜0时，IGBTCE处于反向阻断工作状态。图2-31 IGBT的转移特性和输出特性（3）IGBT的动态特性

IGBT的开关过程如图2-32所示。图2-32 IGBT的开关过程

①IGBT的开通过程。IGBT的开通过程与MOSFET 相似，因为开通过程中IGBT 在大部分时间内作为MOSFET运行。开通延迟时间t为从U上升至其幅值10％的时刻开始，到I上升至 10％ I所d（on）GECCM需的时间。电流上升时间 t为I从10％I上升至 90％ I所需的时间。rCCMCM开通时间 t为开通延迟时间与电流上升时间之和。U的下降过程分onCE为t和t两段。t为IGBT中的MOSFET单独工作的电压下降过程，fv1fv2fv1t为MOSFET和PNP晶体管同时工作的电压下降过程。fv2

②IGBT的关断过程。关断延迟时间t为从U后沿下降到其d（off）GE幅值90％的时刻起，到I下降至90％ I所需的时间。电流下降时间CCM为I从 90％ I下降至10％ I所需的时间。关断时间t为关断延迟CCMCMoff时间与电流下降时间之和，电流下降时间又可分为t和t两段。t为fi1fi2fi1IGBT内部的MOSFET的关断过程，I下降得较快；t为IGBT内部的Cfi2PNP晶体管的关断过程，I下降得较慢。C

由于IGBT中双极型PNP晶体管的存在，虽然带来了电导调制效应的好处，但也引入了少子储存现象，因而IGBT的开关速度低于功率MOSFET，而使IGBT的击穿电压、通态压降和关断时间成为在设计中需要折衷考虑的参数。

IGBT的最大集射极间电压U由内部PNP晶体管的击穿电压确CES定；最大集电极电流I，包括额定直流电流I和1ms脉宽最大电流I；CCCP最大集电极功耗P为正常工作温度下允许的最大功耗。CM

IGBT 具有开关速度快、开关损耗小等特点。在电压为1000V 以上时，开关损耗只有GTR的1/10，与功率MOSFET相当；在额定电压和电流相同时，安全工作区比GTR大，且具有耐脉冲电流冲击能力；通态压降比VDMOSFET低，特别是在电流较大的区域；输入阻抗高，输入特性与MOSFET类似；IGBT与MOSFET和GTR相比，耐压和通流能力还可以进一步提高，同时保持开关频率高的特点。−＋＋

IGBT的寄生晶闸管由一个NPN晶体管和作为主开关器件的P−NP晶体管组成，其具有擎住效应或自锁效应。NPN晶体管的基极与发射极之间存在体区短路电阻，P形体区的横向空穴电流会在该电阻上产生压降，相当于对J结施加正偏压。一旦J开通，栅极就会失去33对集电极电流的控制作用，电流失控。动态擎住效应比静态擎住效应所允许的集电极电流小。擎住效应曾限制IGBT电流容量的提高，这一问题从20世纪90年代中后期开始逐渐得以解决。IGBT往往与反并联的快速二极管封装在一起制成模块。成为逆导器件。

IGBT的正偏安全工作区（FBSOA）由最大集电极电流、最大集射极间电压和最大集电极功耗确定。反向偏置安全工作区（RBSOA）由最大集电极电流、最大集射极间电压和最大允许电压上升率du/dtCE确定。

IGBT 能承受的电流、电压和功率等的最大允许值一般被定义为最大额定值。在电路设计时，能否正确地理解和确定最大额定值，对IGBT的可靠工作以及最终使用寿命来说特别重要。IGBT的短路电流可达额定电流的10倍以上，短路电流值由IGBT的栅极电压和跨导来决定。正确地控制IGBT的短路电流是IGBT可靠工作的必要保障。

若应用于感性负载，当IGBT关断时，加在其上的电压将瞬时由几伏上升到电源电压（在此期间通态电流保持不变），产生很大的du/dt，这将严重地威胁到IGBT长期工作的可靠性。在电路设计中，通过在栅极驱动电路中增加电阻值可限制和降低关断时的du/dt。

IGBT的输入电容特性直接影响到栅极驱动电路的可靠性设计。IGBT作为一种少子导电器件，开关特性受少子的注入和复合以及栅极驱动条件的影响较大。在实践中，考虑到电容的密勒效应，栅极驱动电路的驱动能力应大于手册中给定值的2～3倍。

4．IGBT的参数选择

IGBT已广泛应用于20kHz的硬开关及频率更高的软开关变换器中，在通常情况下关于IGBT模块的参数选择应考虑以下几个方面的因素。（1）功率开关器件的额定值（额定电压和额定电流）

根据功率开关器件生产厂家提供的资料（比如日本三菱公司的应用手册），正确选用IGBT有两个关键的因素：一是功率开关器件关断时，在任何被要求的过载条件下，集电极峰值电流必须处于开关安全工作区的规定之内（即小于两倍的额定电流）；二是IGBT工作时的内部结点温度必须始终保持在150℃以下。在任何情况下，包括负载过载时，都必须如此。在使用IGBT的场合，选择何种电压、电流规格的IGBT，需要依据变换器的电路拓扑和负载特性等参数确定。

①电压规格。IGBT的电压规格与所用于电路的输入电源电压紧密相关，其相互关系见表2-7。表2-7 IGBT的电压规格与输入电压的关系

②电流规格。IGBT的集电极电流增大时，U上升，所产生的额CE定损耗亦变大，同时开关损耗增大，器件发热加剧。因此，根据额定损耗，控制开关损耗所产生的热量在器件结温（T）允许值以下（通j常为安全起见，以125℃以下为宜）。特别是用于高频开关时，由于开关损耗增大，发热也加剧，要将集电极电流的最大值控制在直流额定电流以下使用，从经济角度考虑这是值得推荐的。（2）功率开关器件的安全工作区（SOA）

设计中很重要的一点是防止IGBT因过电压或过电流而引起损坏或工作不稳定。例如，在用于电机控制和作为变压器负载的变频电源或斩波器中，IGBT 必须工作在其规范的开通过程和通态工作点额定值的正向偏置安全工作区（FBSOA）、规范的关断过程和断态工作点额定值的反向偏置安全工作区（RBSOA）和规范的短路容量的短路安全工作区（SCSOA）内。（3）各种降额因素的考虑

功率器件的基本失效率取决于工作应力（包括电、温度、震动、冲击、频率、速度、碰撞等），除个别低应力失效的功率器件外，其他均表现为工作应力越高，失效率越高。为了使功率器件的失效率降低，在电路设计时要进行降额设计，其降额程度除考虑可靠性外还需考虑体积、重量、成本等因素。不同的功率器件降额标准亦不同。实践表明，大部分功率器件的基本失效率取决于电应力和温度，因而降额也主要是控制这两种应力，功率开关管的电压降额系数在0.6以下，电流降额系数在0.5以下。

由于功率开关器件的实际工作条件同手册中给出的指标的测试条件是不同的，因此，实际应用中功率开关器件能达到的指标同手册中给出的指标相比都会有差别，实际使用中这些指标都会下降。引起功率开关器件降额的最主要因素是温度，而降额最明显的指标是功率开关器件的电流容量。半导器体工作在较高的温度条件下时会变成导体，从而失去电压阻断能力，因此，功率开关器件工作中管芯的温度（结温）不能超过允许值，这一上限同管芯材料和工艺有关。功率开关器件使用手册给出的电流容量通常是在壳温为25℃、结温为上限的条件下测得的数据，而实际使用时壳温往往要高得多，结温又必须与上限值保持一定的裕量，因此，允许的结温、壳温差要小得多，从而使功率开关器件实际允许的耗散功率大打折扣。由于耗散功率同流过器件的电流密切相关，因此器件实际允许的电流容量也就下降了。

在实际设计中，应该计算出功率开关器件工作时的电压和电流峰值，并根据安全工作区（SOA）来初步选择器件的电压和电流容量，然后估算功率开关器件的发热功率和最高环境温度时功率开关器件工作时的壳温，再根据壳温来决定降额量。由于降额可能需要将最初选定的功率开关器件的容量放大，才能最终决定功率开关器件的参数。考虑到工作时的电压、电流冲击，功率开关器件的参数选择应留有充足的裕量。另外，还要考虑IGBT生产厂家有关的生产规格。对于软开关变换器中功率开关器件的选择包括以下两个部分。

①软开关变换器中的三相逆变桥电路的主开关功率器件 S～1S。相对于传统的硬开关技术变换器来说，零电压过渡软开关技术变6换器中主功率开关器件工作过程中的最大改变就是在零电压条件下开通，由于硬开关技术电源中也有吸收电路存在，所以，对于主功率开关器件的关断过程两者是一样的。另外，对于主功率开关器件的稳态损耗两者也是一样的，对主功率开关器件的选择可参考硬开关技术变换器的选择原则。

②辅助谐振回路中的辅助功率开关器件 Sr～Sr。辅助开关的工16作时间可以控制得很短，所以，对其功率要求比较小，但通过其中的峰值电流并不小，还要高于主开关功率开关器件S～S。对于IGBT16来说，无论峰值电流通过的时间长短，其额定电流的选择一定要保证为通过其峰值电流的1.5～2.0倍。但是，在这里可以充分利用IGBT的安全工作区，在安全工作区内IGBT可以承受至少两倍的额定电流，且不会有任何的损坏。辅助开关中通过的最大电流i可以表示为：srm

式中：I为预置电流，I为相电流最大值，。xm

在一个主开关的开关周期内，辅助开关中通过的平均电流i为：sr

式中：T为辅助谐振回路的谐振周期，T为主开关器件的开关周srs期。

通过有关参数设计选择，可以使得辅助开关中通过的平均电流满足：

5．IGBT的温度范围

IGBT的运行温度范围是非常重要的参数。一些设备要求工作在室温下，而另一些设备要求工作在很宽的温度范围内（如−40～＋65℃）。仔细考虑温度和散热对于IGBT的可靠和有效运行来说非常重要。如果实际要求IGBT工作在宽温度范围内，必须保证IGBT能在宽温度范围内可靠地工作。为达到这一目的和最大限度地降低成本，应仔细估算在两个极端温度点处是否需要达到完全的性能指标。实际上。在极端温度点处对IGBT的要求越低，构成系统就可以越经济。

若要求IGBT在很低温度下运行，这时IGBT应能满足所有参数要求。如果有些特性可以降低要求，构成系统的成本将显著降低。降低系统在低温时对非关键参数的要求对降低IGBT成本有益。在实际应用中，如果规定IGBT可以在最低温度下启动和在较高一些温度下完全达到性能指标地工作是很必要的。

IGBT在高于一定温度值时其功率额定值会降低，即在温升为20℃时输出功率减小30％。在实际应用中，通常的工作环境温度会因气候的变化和系统运行条件的变化而变化。IGBT一般不会在其指定的最高环境温度条件下持续运行相当长时间。如果IGBT限制的温度控制适当，就能在大多数运行情况下，只对IGBT在最高环境温度时的容量作限制，使IGBT的功率最大化（特别是当IGBT的输入电压偏向下限时）。如果要限制IGBT的输出容量以满足在最高环境温度下能在正常的功率范围内安全运行，可在IGBT电路中设置适合的温度监控系统，在较低温度的条件下可自动提供更大的功率。

如果IGBT的温度与限流性能相关联，那会带来非常显著的益处。这一特征也可和部分恒功率特性组合起来，这样就可以尽可能发挥它的优势。同时要注意的是，在高温时带温度限流的IGBT由于输入电压使得功率损耗变化，这样系统在标称电压下工作时比在最小输入电压下工作时能提供更大的电流容量。

IGBT的可靠性和使用环境有着极为密切的关系，IGBT的失效率在不同的使用环境中和其基本失效率差别很大，通常应以环境系数进行修正。美国于20世纪70年代公布了不同IGBT的环境系数。原有9种环境条件，现只列出较常用和有代表性的4种。

GB：良好地面环境。环境引力接近于“0”，工程操作和维护良好。

GF：地面固定式的使用环境。装在永久性机架上，有足够的通风冷却设施。由专业人员维修，通常在不热的建筑内安装。

NS：舰船舱内环境。水面舰船条件，类似于GF，但要受偶然剧烈的冲击震动。

GM：地面移动式和便携式环境。劣于地面固定式条件，主要受冲击震动。通风冷却可能受限制，只能进行简易维修。

使用环境对IGBT的失效率影响极大，GM和GB相比失效率要高出4～10倍。环境条件的改善往往受使用场合的限制。在设计和生产中比较容易做得到的就是重视和尽量加强通风冷却。过高的环境温度对IGBT的可靠性非常有害。

IGBT 以P/P＝0.5 降额设计（P为使用功率，P为额定功率），DRDR则环境温度对可靠性的影响见表2-8。表2-8 环境温度对半导体器件可靠性的影响

加强通风冷却十分有益于IGBT的可靠性，若要求系统有很高的可靠性，又明令不许使用风扇进行强迫通风冷却，结果不仅设备成本提高，可靠性也难以真正保证，人为地造成了许多问题。其实，现在优质的风扇可以保证50000～60000h的使用寿命（相当于连续运行6年以上）。更换风扇比其他部件的维修也省力省时得多。只要在系统设计条件中规定风扇即使不工作，设备依然可以长期正常运行，那么，加强通风冷却绝对有利于可靠性提高。

IGBT在实际工作中的负荷率和失效率之间存在着直接的关系，因而，IGBT的类型和参数值确定以后，应从可靠性的角度来选择IGBT必须满足的额定值，如IGBT的额定功率、额定电压、额定电流等。IGBT 在环境温度T＝50℃时，P/P对频率的影响见表2-9。aDR表2-9 P/P对硅半导体器件失效率的影响DR

由表2-9 可知，当P/P＝0.8时，失效率比0.2时增加了1000 倍DR以上。

6．确定IGBT的热性能

大多数电子设备的可靠性都受温度影响，通常使用设计规则来比较故障率的数字。根据设计准则，其中一条设计规则显示组件在65℃以上的环境下工作时，温度每上升10℃，故障率便增加1倍。这个常用的规则基于以下的假定：用作比较的产品是用类似的设计和制造原理制作的，而组件是在相近的条件下工作（例如，在指定的外围环境下芯片的温度也相同）。实际上，不同的设计条件会对IGBT的整体性能及可靠性造成影响。

根据另一个设计规则，如果组件是在其额定最高结温（T）jmax的 70％～80％下工作，将有很高的可靠性。对半导器件来说，Tjmax通常保证为＋150℃或＋175℃。根据这些数字，半导体器件的结温应该分别维持在低于＋120℃和＋135℃的水平。按照这个设计规则保持结温处于较低水平，将大大地提高整个系统的可靠性。

IGBT制造商通过内部测试为IGBT制定了热指针或者降额曲线。这些测试通常是用风洞系统协助进行的，以确定在不同对流条件下IGBT的热性能。因IGBT制造商都是按照自己的内部标准进行测试，而这些标准往往受到现有的测试设备、测试费用以及许多其他因素所影响，这些变量意味着IGBT的降额曲线会造成误导，设计人员应当考虑到这些内部测试的结果对设计带来的影响。

①降额曲线。风洞有多种不同的形状和尺寸，加上IGBT 可以放置在风洞的不同位置，这些都会影响测试结果。究竟是风洞强迫空气流过 IGBT 还是空气可自由流过 IGBT的四周？若气流系统庞大，足以让气流在IGBT的四周流动，这与漏斗式风洞不同。漏斗式风洞强迫空气直接吹到IGBT上面。由于大多数的应用并不是采用漏斗式或强迫式气流，因此非漏斗式测试程序将可得到最稳健的结果。

气流的测量也是很重要的，应利用热线风速表直接测量IGBT前的气流，以保证流量的准确度。气流系统利用层流，是比较保守稳健的方法，会获得较佳的测试结果。降额曲线是根据最坏的方向进行绘制的，确保在任何方向上IGBT工作都不受影响。

在测试过程中温度稳定的时间越长，测量的结果越准确。基于这个方法，测量结果足以保证温度的稳定性，虽然实际测试的时间会长一些，而准确性是预备热降额曲线最重要的一环。为了确保对系统运行及可靠性起着关键作用的组件获得最佳性能，在特殊应用的系统中要对IGBT的测试进行个别比较。

②发热图像。确定热性能的另一个方法就是利用发热图像，即使用红外摄影机来测量温度。这对于确定正确的温度非常有效，但是设计人员必须深入研究有关IGBT的方向、气流的类型、稳定时间有多长等。比较热数据的最佳方法，是将不同的IGBT并排起来作红外扫描（包括不同方向和测试板）。

在比较IGBT的可靠性指标时，首先要明确这些指标是在什么假定和情况下得到的。在典型的系统中，MTBF（无故障平均时间）的计算是非常有意义的，但由于受到机柜内其他组件所产生的热量的影响，IGBT附近空气的温度一般在55℃左右。这就需要在设计中选用的IGBT必须能够在温度上升时提供最高效率，需要最少的散热，在底板（基板）中温度上升的幅度最小。

第3章 高频开关电源基本电路

● 开关电源电流检测电路

● 电压基准的特性及选用

● 无损吸收网络

● 开关电源保护电路

● 开关电源整流电路

3.1 开关电源电流检测电路

功率开关电路的电路拓扑分为电流模式控制和电压模式控制。电流模式控制具有动态反应快、补偿电路简单、增益带宽大、输出电感小、易于均流等优点，因而得到了越来越广泛的应用。而在电流模式的控制电路中，需要准确、高效地检测电流值，故电流检测电路的实现就成为一个重要的问题。对于一个成本压力很大的开关电源系统来说，设计中的电流检测成本必须具有吸引力，将电流检测通道上的功率损耗降到最小来提高效率，在成本和效率之外还要求体积小，这对于安装到电路板上的电源模块来说是一个关键要求。其他方面的考虑还包括高精度（可以简化或省去系统内部校准）和足够高的隔离电压（在AC/DC转换器中这是一个重要的考虑因素），还有就是用于高频系统应用的宽工作带宽。

在高频开关电源中，需要检测出开关管、电感等元器件的电流提供给控制、保护电路使用。电流检测方法有电流互感器、霍尔元件和直接电阻取样。采用霍尔元件取样可以检出直流信号，信号还原性好，控制电路和主功率电路有隔离，但有微秒级的延迟，并且价格比较高。采用电阻取样价格非常低，信号还原性好，但是控制电路和主功率电路不隔离，功耗比较大。

在电流环的控制电路中，电流放大器通常选择较大的增益，其好处是可以选择一个较小的电阻来获得足够的检测电压，而检测电阻小，损耗也小。电流检测电路的实现方法主要有电阻检测、霍尔检测和电流互感器检测。

可用的电流检测解决方案分为两大类，即单芯片方案和分立电路方案。电流检测放大器通过测量一个小值串联电阻上的电压产生一个代表电流的电压信号。很显然，该电阻将产生功耗，并且该功耗随着电流的增大而增大，而为了限制噪声，放大器的带宽通常较窄。这些特性使得该技术最适于小电流直流系统和低频交流系统，而不适合那些高频和大电流开关模式设备。

霍尔效应和磁阻（MR）器件是通过检测有电流流过的电感器产生的磁场来工作的，因此产生的功耗要低得多。但这些器件的工作带宽较窄，体积大，成本高，而且输出信号小，噪声大，还有偏移和温度误差，这些都降低了检测的精度。

电流互感器（CT）的工作原理是将流经初级线圈的电流反映到次级，再在次级通过一个外部负载电阻转换成电压。CT已被广泛接受，因为它们需要的外围元件最少，工作稳定，提供固有的高隔离度，而且便宜。不过其体积较大，功率损耗相对较高，有时还需要额外的电路进行磁芯复位。许多小型 CT 还是手工绕制的，因而存在机械完整性问题，例如抽头间隔的一致性差。

低端FET和DCR检测电路都是检测电路中已经存在的电阻上的电压，因此实际上它们自身并不会带来什么损耗。在DCR检测方案中，输出滤波器上的RC电路使得这种组合电路看上去像是电阻。连接到这个“虚拟电阻”上的放大器检测电流的方式与前面所述的串联电阻检测放大器方案是一样的。与DCR类似，低端FET检测方案也是检测电阻上的电压，不过是采用低端电阻R作为检测电阻。虽DS（ON）然这两种方法都需要较多的通用运算放大器和无源器件，但在目前最低成本和最低损耗的系统中仍有使用。这些方案不利的一面是，安装体积大，有时还需要额外的系统校准电路来解决检测量误差（有时误差高达±40％）。

1．电阻检测

电阻检测有两种，如图3-1和图3-2所示。当采用图3-1所示方法直接检测开关管的电流时，还必须在检测电阻R旁并联一个小RC滤s波电路，如图3-3所示。因为当开关管断开时集电极电容放电，在电流检测电阻上产生瞬态电流尖峰，此尖峰的脉宽和幅值足以使电流放大器锁定，从而使PWM电路出错。图3-1 电阻检测（接地）图3-2 电阻检测（不接地）图3-3 带滤波的电阻检测电路

但是在实际电路设计时，特别在设计大功率、大电流电路时采用电阻检测的方法并不理想，因为检测电阻损耗大，达数瓦甚至十几瓦，而且很难找到几百毫欧或几十毫欧的小电阻。

2．电流互感器检测

电流互感器检测具有能耗小、频带宽、信号还原性好、价格低、控制电路和主功率电路隔离等诸多优点。在Push-Pull、Bridge等双端变换器中，功率变压器原边流过正负对称的双极性电流脉冲，没有直流分量，电流互感器可以得到很好的应用。但在Buck、Boost等单端应用场合，开关器件中流过单极性电流脉冲，原边包含的直流分量不能在副边检测信号中反映出来，还有可能造成电流互感器磁芯单向饱和。为此，需要对由电流互感器构成的检测电路进行一些改进。

在大功率电路中使用的电流互感器检测电路如图3-4所示。电流互感器检测在保持良好波形的同时具有较宽的带宽，还提供了电气隔离，并且检测电流小，损耗也小，检测电阻可选用稍大的值，如一二十欧的电阻。电流互感器将整个瞬态电流，包括直流分量耦合到副边的检测电阻上进行测量，但同时也要求电流脉冲每次过零时磁芯能正常复位，尤其在平均电流模式控制中电流互感器检测更加适用，因为在平均电流模式控制中被检测的脉冲电流在每个开关周期中都回零。图3-4 升压电路输入电感电流的检测

为了使电流互感器完全地磁复位，就需要给磁芯提供大小相等、方向相反的伏秒积。在多数控制电路拓扑中，电流过零时占空比接近100％，所以电流过零时磁复位时间在开关周期中只占很小的比例。要在很短的时间内复位磁芯，常需在电流互感器上加一个很大的反向偏压，所以在设计电流互感器电路时应使用高耐压的二极管耦合在电流互感器副边和检测电阻之间。

3．防止电流检测电路饱和的方法

如果电流互感器的磁芯不能复位，将导致磁芯饱和。电流互感器饱和是一个很严重的问题，首先是不能正确测量电流值，从而不能进行有效的电流控制；其次使电流误差放大器总是“认为”电流值小于设定值，这将使电流误差放大器过补偿，导致电流波形失真。

电流互感器检测最适合应用在对称的电路，如推挽电路和全桥电路中。对于单端电路，特别是升压电路，会产生一些必须关注的问题。对于升压电路，电感电流就是输入电流，那么在电流连续工作方式下，不管是充电还是放电，电感电流总是大于零，即在直流值上叠加一个充放电的波形。因此电流互感器不能用于直接测量升压电路的输入电流，因为电感电流不能回零而使直流值“丢失”了；并且电流互感器因不能磁复位而饱和，从而失去过流保护功能，输出产生过压等。在降压电路中也存在同样的问题，电流互感器不能用于直接测量输出电流。

解决这个问题的方法是用两个电流互感器分别测量开关电流和二极管电流，如图3-4所示的电感电流是这两个电流的合成，这样每个电流互感器就有足够的时间来复位了。但要注意这两个电流互感器的匝比应一样，以确保检测电阻R上的电流对称。s

功率因数校正电路一般采用升压电路，用双互感器检测，但在线电流过零时，电流互感器也特别容易饱和，因为此时的占空比约为100％，从而容易造成磁芯没有足够的时间复位。为此，可以在外电路中采取一些措施来防止电流互感器饱和，如对电流放大器的输出进行钳位来限制其输出电压，并进一步限制占空比小于100％，电路如图3-5所示。设定钳位电压的过程很简单，在刚启动时电流放大器钳位在一个相对较低的值（大约4V），系统开始工作，但过零误差很大；一旦系统正常工作后，钳位电压将升高，电流互感器接近饱和，钳位电压最多升到6.5V（低电压大负载时）并且电流的THD在可接受的范围内（小于10％），以限制最大占空比。设定的钳位电压不能太低，否则将使电流过零畸变大。

如果需要更好的特性或需要运行在宽范围内，可以用图3-6所示的电路，这个电路将根据线电压反向调节钳位电压。图3-5 电流放大器的钳位电路图3-6 具有输入电压补偿的电流放大器钳位电路

除了改进外电路，还可以改进电流检测电路。一般利用电流检测电路自复位，即利用磁芯中存储的能量和电流互感器的开路阻抗在短时间内产生足够的伏秒积来复位。但当占空比大于50％，特别是接近100％时，可能没有足够的时间来使磁芯复位。这时除电流放大器输出钳位外，还可以采用强制复位电路。

强制磁芯复位的电路很多，如使用附加线圈或中心抽头的线圈，但最简单的方法是采用图3-7和图3-8所示的电路来强制磁芯复位。采用脉冲电流强制复位电路和自复位电路没有差别，当复位时从U通CC过R的电流中加入磁芯复位电流，寄生电容快速充电，副边电压反向，r伏秒积增加，磁芯复位速度加快。如果需要得到负的检测电压而又不想用负电压强制复位，则采用图3-8所示的电路。图3-7 检测正电压的强制复位电路图3-8 检测负电压的强制复位电路

对于电流检测电路磁芯复位还要考虑的一个因素是副边线圈的漏感和分布电容。为了减小损耗，一般选择匝比较大的电流互感器，但匝比大，副边线圈的漏感和分布电容大。漏感影响电流上升和下降的时间，分布电容则影响电流互感器的带宽。并且在磁芯复位时，副边电感和分布电容谐振，如果分布电容大，则谐振频率低，周期长，那么在占空比大、磁芯复位时间短时，副边线圈就没有足够的时间来释放能量使磁芯复位了。所以，应尽量不选择匝比太大的电流互感器。

4．电流互感器的下垂效应

电流互感器副边的脉冲电流要减去电流互感器绕组上的脉冲电压在副边产生的一个从零开始随时间线性增长的磁化电流，才等于检测电阻上的电流。该磁化电流的大小为：

式中：U为副边电压，L为副边电感，n＝N/N，Δt为电流波脉sssp宽。

刚开始时副边电流是原边电流的n倍，但随时间增加，磁化电流加大，副边电流下降得很厉害，这就是电流互感器的下垂效应。所以，为了得到较大的副边检测电压，不应完全靠增大检测电阻 R的阻值s来实现，也要靠减小副边下垂效应来增加副边的脉冲电流，同时 Rs的阻值大也将使磁芯复位困难。

如式（3-1）所示，副边电感值越大，下垂效应越小；匝比越小，下垂效应也越小。但最好不要靠减少副边的匝数来减小匝比，因为这将使副边的电感减小，应在空间允许的情况下通过增加原边匝数来减小匝比。

在电流互感器检测电路的设计中，要充分考虑电路拓扑对检测效果的影响，综合考虑电流互感器的饱和问题和副边电流的下垂效应，以选择合适的磁芯复位电路、匝比和检测电阻。

3.2 电压基准的特性及选用

电压基准（Voltage Reference）是当代集成电路极为重要的组成部分，它对高新电子技术的应用与发展具有重要作用。在许多集成电路中，如数/模（D/A）转换器、模/数（A/D）转换器、线性稳压器和开关稳压器等都需要精密而又稳定的电压基准。电压基准电路与线性稳压电路有许多共同之处。实际上，这两种电路所有的技术指标都有很大的通用性，它们的不同之处在于电压基准电路对温漂和精度等有关的指标要求更高。从集成基准源工作原理的角度来看，设计基准电压源最关键的问题是精度高和温漂小。目前，市场上推出的基准电压源根据其内部工作原理不同大致可分为4种类型：齐纳二极管式基准电压源、隐埋齐纳二极管式基准电压源、带隙式基准电压源和XFET式基准电压源。

电压基准源是一种可作为电压标准的高稳定度集成电压源，它可以设计成两端并联式电路或者三端串联式电路。电压基准可提供一个精度远比电压稳压器高得多的输出电压，作为某个系统中的参考比较电压，因而称其为基准。电压基准在某些方面与电压稳压器类似，但二者的用途决然不同。电压稳压器除了输出一个稳定电压外还要向负载供给电流。电压基准的主要用途是为系统或负载提供一个精确的参考电压，而其输出电流通常为几毫安至几十毫安。3.2.1 电压基准的主要技术参数

1．初始精度

初始精度用于衡量一个电压基准输出电压的精确度，即电压基准工作时其输出电压偏离其正常值的大小。通常初始精度是相对误差量，用百分数表示，它并非是一个电压单位，故需经换算才能获得电压偏离值的大小。例如，一个标称电压为2.5V的基准，初始精度为±1％，则其输出电压范围为2.5 ± （2.5×1％）＝2.475～2.525（V）。

在厂商的数据手册中，初始电压精度通常是在不加载或在特定的负载电流条件下测量的。对于电压基准而言，初始精度是最为重要的性能指标之一。

2．温度系数

温度系数（简称 TC）α用于衡量一个电压基准输出电压因受环T境温度变化影响而偏离正常值的程度，它也是基准电压最重要的性能指标之一。它表示由于温度变化而引起输出电压的漂移量，简称温漂。−6温漂指的是因温度变化所导致的输出电压变化，以10/ºC为单位来−6表示。例如一个基准标称电压为10V，温度系数为10×10/℃，则环−6境温度每变化 1℃，其输出电压变化 10V×10×10＝100μV。需注意的是，温度系数可能是正向的（即基准输出电压随温度的升高而变大），也可能是负向的（即基准输出电压随温度的升高而变小），具体可查看厂商数据手册中的温度曲线图表。与带隙型电压基准相比，埋入型齐纳二极管基准（例如REF02、REFl02）的温漂通常更小。温漂可用多种方法（斜坡、蝶形电路或逻辑框）来确定，但最常用的方法是逻辑框法，计算公式如下：

3．热迟滞

电压基准所处环境的温度从某一点开始变化，然后再次返回该温度点，前后两次在同一温度点上测得的电压值之差即为热迟滞。该参数虽不如温度系数重要，但对于温度周期性变化超过25℃的情况是需引起重视的一个误差源。

4．长期漂移

在数日、数月或更长的持续工作期间，电压基准输出电压的慢变−6化称为长期漂移或稳定性，通常用10/1000h表示。当选用一个电压基准，要求它在持续数日、数周、数月甚至数年的工作条件下保持输出电压精度时，那么长期漂移便是一个必须考虑的性能参数。

5．噪声

噪声是指电压基准输出端的电噪声，它包括两类：一类是宽频带的热噪声，另一类是窄频带（0.1～10Hz）噪声。宽频带热噪声较小，且可利用简单的RC网络滤除。窄频带噪声是基准内部固有的且不可滤掉。在高精密设计中，噪声的因素是不可忽视的。

输出噪声通常是在两个频率范围内确定的，即0.1～10Hz（峰—峰噪声）和0.01～1kHz （RMS噪声）。在高精度设计中，基准的噪声指标是一个很重要的参数，因为它有可能缩小系统的动态范围。

6．导通建立时间

导通建立时间是指系统加电后，基准输出电压达到稳定的时间。该参数对于采用电池供电的便携式电子设备来说是重要的，因为这类系统为了节省电能，常采用短时或间隙方式供电。

7．输入电压调整率

输入电压调整率是用于衡量当负载和环境温度不变时因基准输入电压变化而引起的输出电压的改变。它是一个直流参数，不包括输入电压纹波或瞬变电压产生的影响。通过在基准的输入端串联一个预置稳压器或一个低成本的RC滤波器，可有效地改善总体的输入电压调整率。

8．负载调整率

它用于衡量当基准输入电压不变时因负载电流变化而引起的基准输出电压的改变。它也是一个直流参数，不包括负载瞬变产生的影响。通过在基准输出端接一个适当容量的低ESR （等效串联电阻）特性的电容器，将有助于改善负载调整率。3.2.2 电压基准的类型

1．并联基准

并联基准与齐纳二极管非常相似，因为它们都需要外部电阻器进行偏置。外部电阻器决定了能够输送给负载的最大电流。当负载接近恒定且电源电压变化极小时，应考虑采用并联基准。

并联基准如图3-9所示，基准电压U＝U− I× R＝U− （IREFINFsINQ＋ I）×R。当输入电压U或负载电流I发生产化时，这类基准通过LsINL调节I来保持U的稳定。并联基准只有两个引脚，价格较低，较适QREF用于负载电流变化不大的场合。缺点是功耗相对较大，输入电压调整率不太理想。常见的并联基准型号有LM358、AD589等。

并联型基准源与齐纳二极管比较，并联基准电源功耗低，精度高，尺寸小，在输出电流从100μA到50mA的全部范围内初始精度优于1.5％。图3-10中的MAX6330是一个并联基准源，它具有上电复位输出功能。对于并联电压基准源，在选择电阻R时，应考虑的因素有：s输入电压范围U、稳定电压U、输出电流范围I和最小并联INSHUNTLOAD工作电流I。输入电流I总是等于最大负载电流加上并联工作电SHUNTIN流（I＋ I）。所有的并联结构基准都需要一个与其串联的限LOADSHUNT流电阻R，可以按照式（3-3）选择限流电阻R。ss图3-9 并联基准图3-10 并联型电压基准源

电阻的额定功率按式（3-4）选择。

无论是否加有负载，并联电路消耗的电流都是I（max）＋ LOADI。并联基准源有一个优点：只要正确选择不同阻值的R，同一SHUNTs个基准源可工作在输入电压为10U或100U的条件下。I的典型ININSHUNT值是10～60μA。

2．串联基准

串联基准不需要任何的外部元件，它在对电源电压变化的耐受性上优于并联基准。串联基准如图3-11所示，基准电压为U＝U− IREFINF× R＝U− （I＋ I）×R。由于I很小且基本保持恒定，故当U或 sINQLsQINI发生变化时，串联基准通过调节内部的 R的阻值来保持 U的稳LsREF定。串联基准通常有3个引脚，输入和输出压差以及I可做得较小，Q故更适用于电池供电场合。常见的串联基准型号有AD581、REF192等。图3-11 串联基准

3．齐纳二极管基准

齐纳二极管基准的优点是成本低，小封装，工作电压范围宽；缺点是功耗大，初始精度低，温度系数大，输入电压调整率不好，使用时需根据供电电压和负载电流串接一个电阻为其提供恒定电流，以便保持输出电压稳定。齐纳二极管基准通常用于要求不高的场合，或用作电压钳位器。齐纳二极管是工作在反向偏置状态下的二极管，需要一个串联的限流电阻。在要求高精度和低功耗的情况下，选用齐纳二极管基准通常是不适合的。

齐纳二极管的击穿电压相对比较稳定，可以通过一定的反向电流驱动产生稳定的基准电压。齐纳二极管基准源的最大好处是可以得到很宽的电压范围（2～200V），并具有很宽范围的功率，从几毫瓦到几瓦。

齐纳二极管的主要缺点是精确度达不到高精度应用的要求，而且很难胜任低功耗应用的要求。例如BZX84C2V7LT1，它的击穿电压（即标称基准电压）U为2.5V，精确度为±8％，其输出电压在2.3VOUT和2.7V之间变化，这只适合低精度应用。齐纳二极管基准源的另一个问题是它的输出阻抗会发生变化。例如：BZX84C2V7LT1的内部阻抗在5mA时为100Ω，在1mA时为600Ω，非零阻抗将导致基准电压随负载电流的变化而发生变化，应用时选择低输出阻抗的齐纳二极管基准源将减小这一效应。

4．掩埋齐纳基准

掩埋齐纳基准具有很高的初始精度、小的温度系数和好的长期漂移稳定性，噪声电压低，总体性能优于其他类型的基准。掩埋齐纳基准通常要求至少 5V 以上的供电电压，并要消耗几百微安的电流，价格较高。埋入型齐纳二极管是一种更稳定的特殊齐纳二极管，其采用了植入硅表面以下的结构技术。

5．带隙基准

传统基准电压源是基于晶体管或齐纳稳压管的原理而制成的，其−3−4电压温度系数α＝10/℃～10/℃，无法满足现代电子测量的需T要。20 世纪 70年代初，维德拉（Widlar）首先提出能带间隙基准电压源的概念，简称带隙电压源。所谓能带间隙是指硅半导体材料在0K温度下的带隙电压，其数值约为1.205V，用U表示。带隙基准电g0压源的基本原理是利用电阻压降的正温漂去补偿晶体管发射结正向压降的负温漂，从而实现零温漂。由于未采用工作在反向击穿状态下的稳压管，因此噪声电压极低。

带隙基准源利用了晶体管VT的基极与发射极间电压U和晶体1be1管VT的基极与发射极间电压U的互补作用，其中一个电压的温度2be2系数是正的，另一个的负温度系数是负的，两者之和的温度系数接近于零，带隙基准源如图3-12所示。正温度系数是由运行在不同电流水平上的两个三极管U值的差异产生的，负温度系数来自于U电压本bebe身的负值温度系数。在实际应用中，两个温度系数之和并不精确为零，这依赖于带隙基准源的很多设计环节，如 IC电路设计、封装和制造测试等。IC设计、封装和制造测试都会影响输出电压的温度系数，通−6常温度系数可以达到（5～100） ×10/℃。图3-12 带隙基准源

三端带隙电压基准源不需要外部电阻，设计简单，功耗较低，可根据具体应用选择基准源器件。如MAX6025或MAX6192的2.5V基准源最大只吸取25μA电流，并与I无关，适用于要求低功耗的产品。out

基准电压U是稳压电路的一个重要组成部分，它直接影响稳压REF电路的性能。为此要求基准电压源的输出电阻小，温度稳定性好，噪声低。目前用稳压管组成的基准电压源虽然电路简单，但它的输出电阻大。图3-12所示带隙电压基准源的基准电压为：

从原理上说，VT的发射结电压U可用作基准电压源，但它具3be3有较高的负温度系数（−2mV/℃），因而必须增加一个具有正温度系数的电压I× R来补偿。I由 VT、VT和R构成的微电流源电路替C22C212e代，其值为：

故基准电压U可表示为：REF

如果合理地选择I/I和R/R的值，即可利用具有正温度系数的C1C212电压I×R 补偿具有负温度系数的电压U，使得基准电压为：

C22be3

式中：q为电子电荷，E为硅的禁带宽度。G

图3-12所示带隙电压基准源电路常称为带隙基准电压源电路。这种基准电压源的电压值较低，温度稳定性好，故适用于低电压电源中。市场上已有这类集成组件可供使用，国产型号有CJ336、CJ329，国外型号有MC1403、AD580等。

带隙基准电压源还能方便地转换出1.2～10V等多挡稳定性极高的基准电压，温度系数可达 2mV/℃，输出电阻极低，而且具有近似零温漂及微伏级的热噪声，它广泛用于集成稳压器、数据转换器（A/D、D/A转换器）和集成传感器中。

带隙基准源的初始精度、温度系数、长期漂移、噪声电压等性能指标从低到高覆盖面较宽，该类基准源既有为通常目的设计的类型，也有静态电流小至几十微安、输入输出电压差较低而适用于电池供电场合的产品，因而应用范围很宽。综合来看，带隙基准源性能良好，价格适中，是性价比最高的电压基准源。

理想的电压基准源应该是内阻为零，不论电流是流进去还是流出来，都应当保持输出电压恒定。内阻为零的基准源是不存在的，然而内阻只有毫欧数量级的基准源是可以做得到的。表3-1比较了齐纳二极管、隐埋齐纳二极管和带隙电压基准3种电压基准源的优点和缺点，并列出了应用时潜在的问题。表3-13 种电压基准源的比较

6．XFET基准

XFET（Extra Implanation Junction Field Effect Transistor，外加离子注入场效应管）是一种新型的电压基准，它的性能水平界于带隙和齐纳基准之间，静态电流很小，可用于3V 电压系统，并且仍能保持良好的性能。XFET基准有3个显著的特点。

①在相同的工作电流条件下，它的峰—峰值噪声电压通常为带隙基准的几分之一。

②XFET 基准在工业级温度范围内具有十分平坦或线性的温度系数曲线，而带隙和齐纳基准的温度系数曲线在温度范围两端常是非线性的，这种非线性不便于通过软件加以修正。

③XFET 基准具有极好的长期漂移稳定性。图3-13 XFET基准电压源的基本电路

XFET基准电压源的核心是采用了JFET。XFET基准电压源的基本电路如图3-13所示。从理论上讲，JFET在沟道中导电的载流子是多子，多子在遇到晶格碰撞等情况时产生噪声的机会要小于少子，所以用JFET 制成的基准源的噪声相对较小。又由于JFET 工作在饱和电流下，处于夹断区，源漏电流极小，一般为微安数量级，所以JFET的功耗较小。基于JFET的电压基准电路利用一对具有不同夹断电压的 JFET，将其差分输出电压放大以产生一个稳定的基准电压。−6因为这种电路具有很低的负温度系数（大约为−120 ×10/℃，其绝对值大约是带隙式基准电压源的1/30），仅需要一个很低的正温度系数补偿电路，所以它的噪声明显降低（噪声的大部分来自于温度补偿电路）。在图3-13中，结型场效应管J和J是基准电压源电路的核12心。J和J由一对匹配的电流源 I和I驱动，右边的 J是外加了离子12121注入的 JFET，从而产生 J和J的夹断电压差，约为500mV。在相同12的驱动电流（I＝I）和电压源条件下，生成的两个管子夹断电压的12偏差为ΔU。在闭环反馈环路作用下，由于运算放大器（简称运放）P的差分输入电压为零，所以使J和J的源极电压保持相等。把两个源12极电压加到运放的输入端，运放的输出驱动反馈电阻为R～R。这13个环路形成之后，在R～R的抽头处形成一个稳定输出的电压，实13际上它就是J和J的栅极之间产生的所需电压差ΔU。因此运放适当12P放大ΔU便可产生标准基准电压U，其值为：POUT

在式（3-9）中，基准电压U由两部分构成，ΔU具有负温度OUTP系数，而与温度成正比的电流源 I具有正温度系数，所以这两部PTAT−6分相互补偿后总的温度系数典型值为（8～25）× 10/℃。在制造基准电压源时，适当调整标定电阻值（R～R）可产生不同的标准输13出电压：ADR290的输出电压为2.048V，ADR291的输出电压为2.500V，ADR292的输出电压为4.096V，ADR293的输出电压为5.000V。

在一些电路设计中，对于工作电源要求较高的系统（例如电池供电系统），在很低的电源电流（小于20μA）情况下，常需电源系统能提供低温度系数、低噪声和低热滞后电压的基准电路。利用结型场效应管（JFET）的夹断电压差特性研制出的新型基准电压源成功地满足了上述电路设计对基准电压源的要求。

ADR290、ADR291、ADR292和ADR293是美国ADI公司最新推出的XFET式基准电压源，它们具有低噪声、微功耗、低温漂和高精度的特点。相对于传统的带隙式和隐埋齐纳二极管式基准电压源来说，新的XFET结构大大地提高了基准电压源的电气性能，在相同的电流驱动下，ADR290、ADR291、ADR292、ADR293 基准电压源的噪声只是传统的带隙式基准电压源噪声的 1/4，同时具有更低的温度漂移系数和优良的长期电压稳定性。ADR29×系列基准电压源可广泛用于各种仪器仪表的电路设计。由于它的消耗电流极低（仅有12μA），所以可以应用于各种电池供电的场合。

ADR29×系列参考电压源能提供稳定、精确的输出电压，其输入电压范围为2.7～15V。ADR29×系列消耗的电流为12μA，非常适用于电池供电的场合。其参考电压源的噪声最大不超过12μV。ADR290 和ADR291 提供的初始稳定电压精度有± 2mV、± 3mV 和± 6mV 三级标准。ADR292和ADR293提供的初始稳定电压精度亦有± 3mV、± 4mV 和± 6mV 三级标准。ADR29×系列的温度影响为（8～25）×−610/℃，工作温度范围为−40～ ＋ 150℃，封装形式有8脚SOIC封装、8脚TSSOP封装和3脚TO-92封装。

图3-14所示为ADR29×用于各种精密仪器仪表的典型应用电路，该电路结构很简单，仅需几只输入和输出的旁路电容即可构成电压基准源。图3-14 ADR29×的典型应用电路

表3-2为以AD公司的电压基准源产品为例，对掩埋齐纳、带隙和XFET3种类型基准源的主要性能作以比较。由于生产电压基准源产品的公司很多，每一类产品自身的性能从高到低差别很大，故表3-2主要从总体上比较 3种基准的性能特点，供选用时参考。表3-2 掩埋齐纳、带隙和XFET基准电压源的主要性能3.2.3 电压基准的选用

电压基准源的选用包括对于不同类型的电压基准源以及它们的关键技术特性的选择，在选用时需要考虑的问题有精确度、受温度影响的程度、电流驱动能力、功率消耗、稳定性、噪声和成本等。理想的电压基准源应该具有完美的初始精度，并且在负载电流、温度和时间变化时电压保持稳定不变。在实际应用中必须在初始电压精度、电压温漂、迟滞以及供出/吸入电流的能力、静态电流（即功率消耗）、长期稳定性、噪声和成本等指标中进行权衡与折衷。

在选择一个电压基准时，需根据系统要求的分辨率、精度、供电电压、工作温度范围等指标综合考虑，不能简单地以单个参数（如初始精度）作为选择条件。任何系统设计的难点都在于在成本、体积、精确度、功耗等诸多因素的平衡与折衷。

1．初始精度和温度系数

对于初始精度，主要是根据系统的精度要求进行选择，选择初始精度时还应考虑到其他误差的影响。

温度系数是电压基准的另一个重要参数，它的确定除了与系统要求的精度有关外，还与系统的工作温度范围有直接的关系。同样需要考虑到其他误差的影响，温度变化ΔT通常可以25℃为基准温度来计算。以工业温度范围− 40～85℃为例，ΔT 可取 60℃（即85 − 25℃），因为生产厂商通常在25℃附近已将电压基准因温度变化引起的误差调到最小。

如果设计中等精确度的系统，比如一个高效率的、± 5％精确度的电源，可以使用MAX6025或MAX6192这类器件。这两个器件都是2.5V的基准源，最大消耗电流为35μA。它们的输出阻抗非常低，因此基准电压几乎完全不受I影响。OUT

2．噪声

噪声是无法补偿的误差，因而要求基准源的噪声应相当低。噪声通常是随机热噪声，也可能包含闪烁噪声和其他的寄生噪声源。对于低噪声应用MAX6150、MAX6250和MAX6350是很好的选择，其噪声性能分别为35μV、3μV和3μV。

大多数电压基准的噪声电压绝对值相对其他误差而言较小，故对于精度不高的系统其影响并不突出，但对于高精度系统，需引起高度重视。对于宽频带噪声，通过在输出端增加一个低ESR（等效串联电阻）电容或一个RC滤波器就可有效加以抑制。但要注意所加电容的容量要按数据手册推荐的值选取，如果选得太大，可能引起振荡而破坏输出电压的稳定性，另一个后果是会使导通建立时间延长。至于0.1～10Hz范围内的窄频带噪声，它是基准中固有的且不能有效滤掉，故要仔细评估、选择。

将一个IC电压基准产生的低频（1/f）噪声降低一半可能是很困难的。从理论上说，在电压基准的输出端加接一个低通滤波器就可减小噪声。事实上，一个抑制 10Hz 以下噪声的低通RC滤波器需要很大的串联电阻和并联电容。一只大阻值串联电阻器会产生阻值误差和热噪声，而一只并联电容器的泄漏电阻会形成一条难以预测的、不稳定的分流通道。这两个元件会共同形成一个产生噪声并与温度有关的分压器，直接影响基准源的精度和长期稳定性。此外，电路板表面的污物还会增加另一条可能的漏电路径和差错来源。

将多个电压基准串联堆叠起来，以减小它们的 1/f 噪声。这些基准源的直流输出呈线性相加，而它们的不相关的内部噪声源则呈几何相加。举例来说，考虑一个四基准堆叠，每个基准由一个直流电压基准U与一个随机噪声发生器U串联组成。4个基准相加可产生REFNOISE下列输出：

因此，噪声电压对直流基准电压的原始比率就减小了一半。在图3-15中，4只2.5V基准源（IC～IC）产生10V电压，电阻R和R组成1412一个分压网络，将10V输出分压为2.5V，并使输出噪声减小一半。缓冲放大器IC将基准电路与负载隔离。在图3-15中的电阻器都是高稳5定金属膜网络的一部分，缓冲放大器 IC提供低噪声低输入漂移电压，5并具有低温度漂移系数。

3．输出电压温度迟滞

输出电压温度迟滞现象（THYS）也是一个不能修正的误差。输出电压温度迟滞参数定义为在参考温度（25℃）下由于温度连续偏移（从热到冷，然后从冷到热）所引起的输出电压的变化。这一效应将导致负面影响，因为它的幅度直接与系统所处环境的温度偏移成正比。在很多情况下，THYS 误差一般不具有可重复性，它受电路设计和封装的影响。例如，3 脚SOT-23 封装的 MAX6001的 THYS 典型值−6是 130×10，但是同样的 IC（MAX6190）采用更大、更稳定的−6SO-8 封装时，它的THYS 只有75×10。图3-15 电压基准输出噪声降低一半的电路

4．温度漂移和长期稳定性

温度漂移通常是可以校准的误差，因为它一般是可重复性的误差，校准对于所设计的系统非常有用。长期稳定性（LTS）给出了某一种封装或某类器件中潜在的硅片应力或离子迁移的程度，它主要是由封装或系列器件中的管芯应力或离子迁移引起的。在温度和湿度处于极端的状态下，它会随温度和湿度的变化而变化，这一影响有时比器件内在稳定性的影响还要大。长期稳定性通常定义在25℃参考温度下，LTS仅在25℃基准温度下有效。电路板洁净度也是一个影响长期稳定性的因素，在应用中应注意保持电路板的洁净度。

某些系统需长期工作，同时要求具有保持重复测量的一致性和稳定性，这时基准的长期漂移性能指标就显得很重要。XFET 基准具有十分优良的长期漂移特性，故是最佳选择。对于便携式系统，都要求低电压、低功耗，以便延长电池的使用时间。对于这类系统，选用XFET基准是十分理想的，它们不仅能在低电压小电流下工作，同时仍能保持很好的性能。AD公司的某些带隙基准（如REF19和AD58系列）也具备低电压、小静态电流的特性，因而也可用于便携式系统。但这些带隙基准的长期漂移、噪声以及温度系数指标不如XFET基准好。

5．电压基准源的流出和吸入电流

流出和吸入电流的能力也是电压基准源的一个重要参数。大多数应用只需要基准源对负载供出电流，但是考虑到许多基准源不能吸入电流，如果偏置电流和漏电流超过基准源的吸入电流能力，会导致输出电压明显地向上漂移。另外，还需注意基准源的带负载能力。MAX6101～MAX6105 能提供 5mA 电流，吸入电流达 2mA，对于较大的负载，可选用MAX6225、MAX6241、MAX6250基准源，这些芯片能提供15mA电流。

6．TL431三端可调分流基准源

德州仪器（TI）公司生产的TL431是一个具有良好的热稳定性能的三端可调分流基准源。它的输出电压用两个电阻就可以任意地设置为从U（2.5V）到36V范围内的任何值。该器件的典型动态阻抗为REF0.2Ω，在很多应用中可以用它代替齐纳二极管，如数字电压表、运放电路、可调压电源及开关电源等。

图3-16（a）所示是该器件的符号。TL431的3个引脚分别为阴极（CATHODE）、阳极（ANODE）和参考端（REF）。TL431的具体功能可以用图3-16（b）所示的功能模块示意。图3-16 TL431器件的符号及功能模块示意图

由图3-16（b）可以看到，U是一个内部的2.5V基准源，接在REF运放的反相输入端。由运放的特性可知，只有当REF端（同相端）的电压非常接近U（2.5V）时，三极管中才会有一个稳定的非饱和电REF流通过，而且随着REF端电压的微小变化，通过三极管VT的电流将在1～100mA内变化。当然，该图绝不是TL431的实际内部结构图，所以不能简单地用这种组合来代替它。但在设计、分析和应用TL431电路时，这个模块图对开启思路和理解电路都是很有帮助的。

TL431的内部含有一个2.5V的基准电压，所以当在REF端引入输出反馈时，器件可以通过从阴极到阳极很宽范围的分流，控制输出电压。如图3-17所示的电路，当R和R的阻值确定时，两者对U的分12o压引入反馈，若U增大，反馈量增大，TL431的分流也就增加，从而o又导致U下降。显见，这个深度的负反馈电路必然在U等于基准oRET电压处稳定，此时U＝（1 ＋ R/R）U。选择不同的R和R值可o12REF12以得到从 2.5～36V 范围内的任意电压输出。当R＝R时，U＝5V。12o需要注意的是，在选择电阻时必须保证TL431工作的必要条件，就是通过阴极的电流要大于1 mA。图3-17 TL431的内部分压电路

当然，这个电路并不太实用，但它很清晰地展示了该器件的工作原理和应用方法。将这个电路稍加改动，就可以得到很多实用的电源电路，如图3-18和图3-19所示。在实际应用中应注意的是，TL431的−6温度系数为30×10/℃，所以输出恒流的温度特性要比普通镜像恒流源或恒流二极管好得多，因而在应用中无需附加温度补偿电路。图3-18 大电流的分流稳压电路图3-19 精密5V稳压器

3.3 无损吸收网络

无损吸收网络也称为谐振吸收网络，它能够把从输入或输出电路中吸收的能量进行再利用，或者传输给下一个周期。无损吸收网络包括电流和电压吸收网络、上升沿与钳位二合一型电压吸收网络。无损吸收网络和有损吸收网络的基本原理一致，但是普通的无损吸收网络没有衰减（即损耗功能），而为了抑制3次谐波，常常在无损吸收网络中使用小电阻器。

电压吸收网络通过把能量转移到电容器中来控制电压，而在有损吸收网络中，这个能量从电容器中释放出来并转化为热能。在无损吸收网络中传输能量的方式一种是反馈给电源，一种是传输给负载，或者使能量在吸收网络内部循环。本节仅介绍几种无损电压吸收网络（谐振能量恢复电压吸收网络）的基本类型。在一些应用中，特别是与电流吸收网络一起使用时，无损电压吸收网络将变得非常复杂。

1．双端电压吸收网络

该网络的基本电路之一是由三个二极管、两个电容器和一个电感器（3D-2C-1L）组成的电路，如图3-20（a）所示。该网络与一般开关电路的连接如图3-20（b）所示。这个吸收网络可以应用到所有的三相变换电路、降压电路、升压电路及降压/升压电路中。这是一个上升沿控制型吸收网络，它不能用于钳位电路。在通常情况下，两个电容器的容量大小相同，两个电容器和电感器的谐振频率高于开关频率。图3-20 双端电压吸收网络的结构和与开关电路的连接

为了理解吸收网络的工作状态，假设图3-20（b）中的开关管VT断开，电感器电流流过主二极管，两个电容器放电。当开关管导通时，吸收网络必须复位。由于开关管导通时二极管VD和VD将关断，吸12收网络中电感器L的两端施加电压U。电流流过与电容器谐振的电1CC感器，直到电流为零。此时与电感器串联的二极管关断，因此两个电容器上的电压被充到U，吸收网络为开关管断开做准备。当开关管CC断开时，所有流过主电感器的电流将流入两个电容器。与电容器串联的两个二极管导通，使两个电容器并联。两个电容器控制开关管的电压转换速率。因电容器吸收了所有的电感器电流，开关管的关断损耗非常小。当电容器放电结束时，主二极管钳位吸收网络的电压，为下一个周期开始做准备。

进行设计时，首先要知道开关管峰值电流的大小、U的最大值CC以及要求的开关管电压上升时间。两个并联电容器的容量大小可以根据式（3-12）计算出。

式中：C是其中一个电容器的容量（C与C的大小相同），I是开12关管的峰值电流，t是要求的最大上升时间，U是最大的电源电rCC压。

电容器的充电时间是两个电容器与一个电感器串联时一个完整谐振周期的一半。这个时间周期必须小于预期的开关管导通的最小时间，否则，吸收网络将不能完全复位，而且将增大开关管损耗。一旦知道了复位时间，电感量可根据式（3-13）计算。

式中：L为吸收网络的电感量，t为复位时间。

必须知道吸收网络电感器中的峰值电流，这样才可以确定串联电感器和二极管的规格，以便控制电流。根据一个周期内电感器和电容器中存储的能量相等得到峰值电流为：

式中：I为电感器中的峰值电流。

一个重要因素是半正弦电流脉冲，当开关管导通时，它必须流经开关管使吸收网络复位。开关管必须可以根据负载电流调整这个电流。在实际应用时，可使一个电容器的容量比另一个大 10％～20％，以确保两个电容器中至少有一个可以完全充电到U。这样开关管的功CC率损耗和应力会达到最小。

例如：一个开关管的电流是1.0A，电压是400V，上升时间为400ns，每个电容器的容量均为500pF，恢复时间是1.0μs，得到电感量为400μH，电感器中的峰值电流是316mA。此时带有一个小电容器的二极管的恢复电荷变得非常重要。这个二极管的速度必须非常快，并且有一个非常小的恢复电荷。流过二极管的平均电流很小，所以它们的功率不必太大。如果恢复电荷过大，电容器中储存的能量将不能保证网络在下一个周期内复位。

2．三端吸收网络

该网络包括三个二极管、两个电容器和一个电感器，它的工作状态与双端电路相似。三端吸收网络如图3-21（a）、（b）所示。图3-21（c）所示的电路表明了吸收网络与一般变换器的连接关系。这个吸收网络属于上升沿控制型吸收网络，可以和降压电路、升压电路或者反激电路一起使用。参考图3-21（c），开关管VT断开时电路开始工作，电容器C放电，C充电到U。主电感器L中的电流流过主12CC0二极管VD。当开关管VT导通时，二极管VD、VD关断，U施加到012CC吸收网络中电感器L的两端，电流从C通过L和VD给C充电。当C121312放电结束时，C充电到U，电感器L中的电流为0，与电感器L串联1CC11的二极管VD截止。开关管关断一段时间后，流过 L的电流流入吸收30网络，通过 VD给 C充电，C通过VD放电，这样来控制开关管电压2211的上升沿。即使一个电容器正在充电，另一个电容器正在放电，两个并联的电容器也可以有效地工作。三端吸收网络的设计与前述的双端吸收网络的设计基本上是一致的。图3-21 三端吸收网络及与变换器的连接

图3-22（a）所示的电压吸收网络要求有一个中间电压，这使得该网络对于正激和反激变换器非常有用。这种吸收网络是一个三端网络，它可以用作上升沿控制型吸收网络或者钳位型吸收网络。图3-22（b）说明了该吸收网络和一般变换器的连接关系。图3-22 带有中间电压的电压吸收网络

开关管断开时吸收网络开始工作，电容器被充电到U− U。在一12个降压或者反激变换器中，这个电压是输入和输出电压之差。当开关管导通时，电容使 L上的电压极性反相，L和C产生谐振，直到流111过吸收网络的电流为0 或者二极管 VD导通（VD导通后钳位电11压）。在图3-22（b）中，电容器两端的电压将反相，但不会大于U。当开关管断开时，主电感器上的电流将流入电容器，通过 VD并21返回到U，以此通过开关管控制电压上升沿。当电压足够高时，可2以使开关管导通，这时主二极管和电容器将充电到最初状态（U− 1U）。2

如果图3-22（b）中的U− U小于U，复位结束时，吸收网络中122电容器上的电压达不到U。这时，开关管处于零压状态，但不会关2断。开关管将在中间电压处断开，中间电压取决于VD导通时那一点1的电压。

这个吸收网络的设计过程与双端无损吸收网络的设计过程相似。电容值 C 由公式I＝C×du/dt求得。式中，I 是开关管中的最大电流，du/dt 是开关的最大电压变化率。电感值L 取决于复位时间和电容的22大小，L＝4t/C，其中 t 是电容器复位的时间，小于正常工作状态下最小的脉冲宽度。

电感器中的峰值电流可以根据式（3-15）计算；

式中：I是峰值电感电流；U是电容器的初始电压，等于图23-22（b）中的U− U。12

3．无损电流吸收网络

电流吸收网络的基本原理是能量存储在一个电感器中，这个电感器控制着开关管中电流的上升沿。无损电流吸收网络和对应的有损电流吸收网络的基本功能是一样的，与开关管串联的电感器控制电流的上升沿。无损电流吸收网络每一个周期中电感器中存储的能量都转移到输入端或者输出端，否则，这些能量将被损耗掉。（1）反激复位电流吸收网络

通过给电感器加一些绕组，可以把电感器中的能量转移到任何地方并提供过压保护，这个保护是通过在开关管上设置导通率和恢复电压实现的。图3-23（a）所示为基本的吸收网络。图3-23（b）和（c）表示吸收网络和一般变换器连接的两种方法，具体的方法取决于电路是降压变换器、反激变换器［见图3-23（b）］还是升压变换器［见图3-23（c）］。尽管其他连接方式可以把能量反馈到输入端，通常情况下还是把能量转移到负载中。图3-23 电流吸收网络的基本结构及其与变换器的连接

这种吸收网络的设计非常简单。初级电感量和损耗网络中的电感量相等。在复位过程中，开关管两端的电压取决于开关管的导通率及电源或负载的电压。

这类吸收网络的主要问题是初、次级电感器之间存在漏感，它可能在开关管两端引起一个大的电压尖峰。该吸收网络通常与上升和下降时间长的大功率变换器一起使用，也可以和上升沿控制型吸收网络中的变换器一起使用。初、次级电感器之间通常要加简单的RC吸收网络。（2）谐振恢复电流型吸收网络

图3-24（a）所示电路由一般变换器和电流型吸收网络构成，在这种吸收网络中能量被转换为变换器的电压。在钳位状态下，进行吸收网络中的能量恢复。当开关管断开时能量被恢复，开关管两端的电压（输入电压或输出电压）被钳位在变换器中的最高电压。图3-24（a）中的吸收网络为每一个周期中吸收电感器中的电流复位为零提供电压，开关管电压在其关断时钳位是这个电路的优点。吸收电容器的容量应该较小，因为吸收电感器中的能量变化时电容器两端的电压会有相应的变化。电容器上的电压变化使得电感电流复位到零。可以利用电感器与电容器之间的能量存储关系计算电容量的大小；图3-24 谐振恢复电流型吸收网络

式中：C是吸收网络中的电容量，L是电感量，I是开关管关断时的电流，U是电容器上的电压变化量。

电容较小时，电压较大，电感器复位较快。复位时间大约是一个谐振周期的1/4。

式中：t是复位时间，L是吸收网络中的电感，C是电容。

用于使电容器放电的电感器的电感量若较小，谐振频率将比开关频率低。为了抑制半个周期的谐振现象，串联二极管是非常必要的。L和C元件谐振将使电容器放电，在放电周期的最后，电容器上的电压将远低于正常值，如同在开始时高于正常值一样。电感量大意味着谐振频率高于开关频率。因为电感器持续导通，二极管可以去掉。电容器上的电压波形是相似的，但放电波形将是一条直线。电感器和电容器的谐振频率必须足够高，这样开关管上的瞬间峰值电压才不会超过它的耐压值。如果电容器和复位电感器的谐振频率大于开关频率，电容器上的电压可以随负载电流而变化。必须注意峰值电压不能超过开关管的额定值。若图3-24（a）所示电路中开关管电流是 1.0A，串联电感器的电感量是 40μH，因为开关频率为100kHz，所以电感器的恢复时间选为1.0μs，电容器的容量选为0.01μF，电容器的电压变化量将是63V。

图3-24（b）所示的能量恢复电路可补偿二极管的关断损耗。吸收网络中的电感器存储着二极管的反向恢复电荷，它可以使二极管工作在过压条件下。除工作在钳位状态下以外，图3-24（a）中的吸收网络的能量恢复部分与图3-22（b）中的电压吸收网络一样。开关管断开时吸收网络开始工作，主二极管VD传输电感器L的电流。当开00关管导通时，电感器L中的电流将线性上升，流过VD的电流将线性10下降，最后将达到零而截止。VD两端的电压将不会改变，直到它完0全截止。由于在短时间内主电感器电流将不会做有效的变化，VD反0向恢复电流随着二极管的截止必须流入吸收网络中的电感器L。一旦1VD完全截止，因电感器L中的电流大于主电感器L中的电流，电感010器L将使二极管阳极电位为地电位。二极管关断需要的能量存储在吸1收网络的电感器中。图3-24（b）中的吸收网络用于再利用存储在电感器中的剩余能量。在VD截止以后，电压降至零，电容器C通过二01极管VD开始充电。电感器 L中的多余能量将转移到电容器中。当开11关管关断时，主二极管 VD将再次导通，吸收网络中的电感器L将给02电容器反向充电。这样就给下一个周期做准备，因为能量恢复网络工作在钳位模式下，电容相对较大，它两端的电压将较小。图3-24（b）中二极管的反向恢复电流假定为0.5A（峰值），吸收电感器的电感量是40μH，能量将在1.0μs内转移到电容器中，所以电容值为0.01μF，二极管上的电压将达到32V的峰值。恢复时间为2μs的复位电感器可以小些。注意复位时间为半个周期，所以，复位电感器的电感量是40μH，但是它只承受0.5A的峰值电流。

吸收网络（特别是钳位吸收网络）中使用的元器件的特性是非常重要的。吸收网络中的电流变化率非常大，很小的寄生现象几乎可以使吸收网络完全失效。如果去掉升压变换器中的一个钳位吸收网络，而升压变换器在功率板的地层上有25 mm长的引线就可以产生一个足够大的寄生电感，这个电感可以产生50MHz的大幅度振荡。

吸收网络一般不选用大功率二极管，最好选择小功率二极管，因此，只需较小的散热器。但使用的二极管除承受低的平均电流外还必须承受大的峰值电流，特别是在无损吸收网络中，二极管需要有较低的恢复电荷。

吸收网络运行正常时，电感器的频带要尽可能宽。电感器本身参与并联谐振，这个谐振是不能抑制的，必须通过改变绕组的结构来减小绕组的寄生电容。采取层绕法时的寄生电容最大，而分段绕和叠绕技术可以减小绕组的寄生电容。

为了减小电路的寄生电感，电容器常常并联。大电容器的串联电感器可以和与它并联的小电容器产生谐振，谐振电路将有较高的品质因数Q。这一点也特别适用于升压变换器中的输出电容器、降压变换器中的输入电容器以及反激变换器中所有的电容器。

RC 阻尼网络中使用的电阻器必须是低电感型的，无寄生电感的线绕电阻器通常有较大的自感，并将引起振荡以及高频处的过冲。一个合适的吸收网络加强了系统的可靠性，使它比没有吸收网络的系统更有效、更稳定。恰当的吸收网络可使系统在运行超时甚至超过允许温度的条件下正常运行。

3.4 开关电源保护电路

开关电源的输入电路大都采用整流和电容滤波电路。在输入电路合闸瞬间，由于电容器上的初始电压为零，会形成很大的瞬时冲击电流（如图3-25所示），特别是大功率开关电源，其输入采用较大容量的滤波电容器，冲击电流可达100A以上。在电源接通瞬间如此大的冲击电流幅值往往会导致输入熔断器熔断，有时甚至将合闸开关的触点烧坏，轻者也会使空气开关合不上闸。上述因素均会造成开关电源无法正常运行，为此几乎所有的开关电源均在其输入电路中设置防止冲击电流的软启动电路，以保证开关电源正常而可靠地运行。

1．常用软启动电路（1）采用功率热敏电阻的电路

热敏电阻防冲击电流电路如图3-26所示。它利用热敏电阻RT的负温度系数特性，在电源接通瞬间，热敏电阻的阻值较大，达到限制冲击电流的作用；当热敏电阻中流过较大的电流时，电阻发热而使其阻值变小，电路处于正常工作状态。采用热敏电阻防止冲击电流一般适用于小功率开关电源，由于热敏电阻的热惯性，重新恢复高阻需要时间，故对于电源断电后又需要很快接通的情况，有时起不到限流作用。图3-25 合闸瞬间滤波电容的电流波形图3-26 采用热敏电阻的电路（2）采用SCR-R的电路

采用SCR-R的电路如图3-27所示。在电源瞬间接通时，输入电压经整流桥VD～VD和限流电阻R对电容器C充电。当电容器C充电到14约80％的额定电压时，逆变器正常工作，经主变压器辅助绕组产生晶闸管的触发信号，使晶闸管导通并短路限流电阻 R，开关电源处于正常运行状态。图3-27 采用SCR-R的电路

这种限流电路存在如下问题：当电源瞬时断电后，由于电容器C上的电压不能突变，其上仍有断电前的充电电压，逆变器可能还处于工作状态，保持晶闸管继续导通。此时若马上重新接通输入电源，会同样起不到防止冲击电流的作用。（3）具有断电检测功能的SCR-R电路

该电路如图3-28所示。它是图3-27所示电路的改进型电路，VD、VD、VT、R、C组成瞬时断电检测电路，时间常数RC的561BBBB选取应稍大于半个周期。当输入发生瞬间断电时，检测电路得到检测信号，关闭逆变器功率开关管VT的驱动信号，使逆变器停止工作，2同时切断晶闸管SCR的门极触发信号，以防电源重新接通时出现冲击电流。图3-28 具有断电检测功能的SCR-R电路（4）由继电器与电阻构成的电路

由继电器K与电阻R构成的电路如图3-29所示。电源接通时，输1入电压经限流电阻R对滤波电容器 C充电，同时辅助电源 U经电11CC阻 R对并接于继电器 K线圈两端的电容器C充电。当C上的充电电2122压达到继电器的动作电压时，K动作，旁路限流电阻R，达到瞬时11防冲击电流的作用。通常在电源接通之后，继电器 K动作延时 0.3～10.5s，否则限流电阻R因通流时间长会被烧坏。1图3-29 由继电器与电阻构成的电路

这种简单的RC延迟电路在考虑到继电器吸合电压时还必须顾及流过线圈的电流，一般电阻的阻值较小而电容的容量较大，延迟时间很难准确控制，这主要是由于电容容量的误差和漏电流造成的，需要仔细地挑选和测试。同时继电器的动作阈值取决于电容器C的充电2电压，继电器的动作电压会抖动及振荡，造成工作不可靠。（5）采用定时触发器的继电器与限流电阻组成的电路

采用定时触发器的继电器与限流电阻组成的电路如图3-30所示（仅画出定时电路，主电路同图3-29），它是图3-29所示电路的改进型电路。电源接通时，输入电压经整流桥和限流电阻R对C充电，11同时定时时基电路555的定时电容C由辅助电源经定时电阻R开始充22电，经0.3s后，集成电路555的②脚电压低于电源电压的1/2，其输出端③输出高电平，VT导通，继电器 K动作，限流电阻 R被旁路，211直流供电电压对C继续充电而达到额定值，逆变器处于正常工作状1态。由于该电路在RC延迟定时电路与继电器之间插入了单稳态触发器和电流放大器，确保继电器动作干脆、可靠，有效地防止冲击电流，而不会像图3-29所示电路那样由于继电器动作的不可靠性而烧坏限流电阻及继电器的自身触点。图3-30 定时电路（6）由过零触发的光耦可控硅与双向可控硅构成的电路

由过零触发的光耦可控硅与双向可控硅构成的电路如图3-31所示。集成稳压器输出稳定的5V电压，为软启动电路提供电源电压。晶体管VT、反相器IC构成过零触发电路，IC（555）构成单稳态触121发器，R、C决定定时周期，但因⑤脚至①脚接有延迟电路R、112C，所以555 是逐步达到满周期的。当电网电压过零时，晶体管 VT21截止，反相器 IC输出低电平，启动定时电路555工作，软启动延迟2时间由时间常数RC及RC共同决定。作为最理想的电源保护电1122路，该电路应具有以下特性。图3-31 由过零触发的光耦可控硅与双向可控硅构成的电路

①在进入超额定条件时，电源能安全地自动进入自保护状态，例如输入端的过电压、欠电压保护，输出端的过电压、欠电压保护，过载、短路保护以及过热保护。

②电源进入保护状态期间，其功耗愈小愈好。

③电源进入保护状态期间，电子元器件的工作应力愈小愈好，使电源进入睡眠状态。睡眠状态一般有两种，第一种是工作于极窄的脉冲宽度状态下，第二种是工作于完全关断与极窄的脉冲宽度相交替的间歇状态下。从元器件应力和电源功耗方面来讲，最好是间歇工作状态，从而保证即便电源长期处于保护状态期间也不缩短电源寿命。

④保护电路具有自解除功能，就是电源的保护状态解除后，电源能够从睡眠状态被自动唤醒进入正常工作状态。

⑤保护电路的构成愈简单愈好，最好无需再给保护线路另行提供电源。

⑥保护电路本身的功耗愈小愈好，从而保证电源整体效率的提高。

2．高性能电源保护电路

高性能电源保护电路图如图3-32所示，T为鉴流线圈，其初级线1圈以半匝串接入主振荡管的D极（场效应管）或C极（晶体三极管）。这样接的最大好处如下。

①鉴流线圈能最大程度地感应到主振荡管电流的变化情况。

②T鉴流线圈后级的接法基本上是采用通用型 PWM 整流、滤波1电路，它与一般鉴别电源总电流的方法相比又有如下好处。图3-32 高性能电源保护电路图

·鉴流输出功率大，易于后级的再处理。

·鉴流输出的电压U随电源输入电压的变化较小，其值主要取OP1决于振荡管上的电流脉动波形的积分。这样就使输入电压的低端与高端能得到基本相同的过流保护特性。

RW为人工设定过流保护点的调节电位器，RT为正温度系数的热敏电阻。电源正常工作时，UU，运算放大器IC的输出电压OP2OP31U等于其截止电压（约为0.2V），运算放大器 IC输入端的电压OP42UU，U等于其截止电压（约为0.2V），通过电阻将其接于OP5OP3OUTUC2525A的⑩脚，此电平足以保证电路正常工作。一旦输出出现过载或短路现象时，U＞ U，运算放大器 IC的输出电压U变大，OP2OP31OP4等于其最大输出电压幅度（约为U− 2V）。此时电源马上给电容CCC4充电，使运算放大器IC输入端电压UU，U升高。此电平足2OP5OP3OUT以保证电路UC2525A完全关闭，使电源进入停止工作期。在此期间，鉴流输出电压U为零，UU运算放大器IC的输出电压OP1OP2OP31U又将等于其截止电压（约为0.2V）。此时因为电容 C上的电压OP44U不能突变，必须通过电阻 R放电。R、C取值较大，通过改变OP5774R或C的值来调节停止工作期的时间。只有当U放电到U＜74OP5OP5U时，U变小，电源重新进入正常工作状态。如果过流状态依OP3OUT然存在的话，电源又将进入停止工作期，如此周而复始。在保护期间，UC2525A推动级上的工作波形如图3-33所示。图3-33 UC2525A推动级的工作波形图

调节R、C的值，使UU，保证电源在真正意义上进入睡74OP2OP1眠状态。从电路分析可以看到，因为有了R、VD、C组成的充放电754回路，通过二极管VD充电快而放电慢，加之R、R正反馈电阻设定537阈值，从而保证U的输出状态只有两种，即高电平和低电平。如OUT果没有R、VD、C组成的充放电回路，则U约等于U，对 754OP2OP1UC2525A的⑩脚电压来说将出现 0.6～0.8V的频繁变化，将使电源处于频繁启动与关闭状态，对振荡管极为不利，也最容易损坏率管。

借助上述电路可以很容易地构成输入过压、欠压保护，输出过压、欠压保护，以及过热保护。在此仅以附加过热保护为例进行介绍。如图3-32所示，过热保护电路是由IC及其周边元件组成的。当电源的3温度没有超过设定温度时，U＜ U，运放IC的输出电压U为低ot1ot23ot3电平，由于二极管VD的存在，此时IC的输出电压U不会影响到63ot3U。也就是说在过热保护电路未起作用时，它不会影响到上述的过OP2流保护电路的性能。当电源温度降低到超温保护点以下时，电源才能重新进入正常工作状态。依此类推，可以构成其他输入、输出过压、欠压保护电路。

3.5 开关电源整流电路

开关整流电路是电源系统中最重要的部分，它的技术是否先进关系着开关电源系统的功能和可靠性。因此，一些自主开发的厂商很注重开关整流电路技术性能的改进，其目的是使开关整流电路的可靠性和效率得到很大提高，使其成本和高频电磁干扰降低。3.5.1 倍流整流电路

倍流整流电路在电源中得到应用，可以提高大电流输出时副边整流电路的效率。常用的倍流整流电路拓扑如图3-34所示。与传统的变压器副边带中心抽头的全波整流电路相比，倍流整流电路有以下优点：减小了变压器副边绕组的电流有效值；变压器利用率较高，无需中心抽头，结构简单；输出电感纹波电流抵消，可以减小输出电压纹波；双电感也更适合于分布式功率耗散的要求。图3-34 倍流整流电路拓扑

倍流整流电路可以被看成是由传统的全桥整流电路演变而来的，实际上倍流整流电路也可以由全波整流电路通过拓扑变换得来。倍流整流电路的拓扑结构如图3-35和图3-36所示，它们的构成元件是相同的，只是其中二极管和电感元件的位置有所不同，但两个电路的功能是等效的。倍流整流电路适用于推挽及桥式功率变换器中变压器副边的高频整流。在图3-35中，变压器的副边绕组产生对称的高频正负方波电压。当副边绕组的上端电压为正时，副边电流经过 L、C 和R、1VD再回到副边绕组；当副边绕组的下端电压为正时，副边电流经过 2L、C 和R、VD再回到副边绕组。倍流整流电路按照这一过程，将21高频交流方波电压整流为直流输出电压。图3-36所示电路的工作原理与图3-35相同。与全波整流相比，倍流整流电路中的高频变压器的副边绕组仅需一个单一绕组，不用中心抽头。与桥式整流相比，倍流整流电路使用的二极管数量减少一半。所以说，倍流整流电路是结合全波整流和桥式整流两者优点的新型整流电路。当然，倍流整流电路要多使用一个小输出滤波电感。但此电感的工作频率及输送电流均比全波整流电路的要小一半，因此可做得较小，另外双电感也更适合于分布式功率耗散的要求。对中、大功率的开关电源而言，移相全桥电路是较为常见的电路拓扑形式，在原边电路处于续流状态时，变压器的原边绕组和副边绕组都被短路。因此，倍流整流电路在稳态运行时，每个开关周期有4种工作模式。为便于分析，做如下假设：高频变压器原、副边匝比为n＝N/N，忽略高频变压器原、副边漏感，所有器12件均为理想器件。可得关键波形如图3-37所示。图3-35 共阳极（二极管）接法倍压整流电路拓扑图3-36 共阴极（二极管）接法倍压整流电路拓扑图3-37 关键波形图（1）模式l[t～t]01

变压器副边电压U等于U，极性为正，两个滤波电感的电流ITSL1和I的极性都为正，二极管VD正向偏置导通，而VD反向截止。电L212感L的电流I经二极管VD和输出电容C续流，电感 L上的电压U1L11o1L1为− U，极性为负，因此电流I线性减小，下降斜率由输出电压U和oL1o电感L的比值决定。变压器副边电压U通过二极管VD和输出电容C1T1o加到电感L上，因此电感L上的电压U为U− U，极性为正，电流22L2SoI线性增加，上升斜率由变压器副边电压与输出电压的差U− U和电L2So感L的比值决定。变压器的副边电流I等于I，电流I为两个滤波电2TL2o1感电流的和（I＋ I），由于输出大电容 C的滤波作用，输出电流IL1L2oo为I的直流分量。变压器的副边电流I等于I。o1TL2（2）模式2[t～t]12

变压器副边电压U为0，两个滤波电感的电流I和I的极性都为TL1L2正，二极管VD和VD均为正向偏置导通。电感L的电流I经二极管121L1VD和输出电容C续流，电感L上的电压U为−U，极性为负，因此1o1L10电流I线性减小，下降斜率由输出电压U和电感L的比值决定。电感L1o1L的电流I经二极管VD和输出电容C续流，电感L上的电压U为2L22o2L2−U，极性为负，因此电流I线性减小，下降斜率由输出电压U和电oL2o感L的比值决定。变压器的副边电流I等于0。2T（3）模式3[t～t]23

变压器副边电压U为−U，极性为负，两个滤波电感的电流I和TSL1I的极性都为正，二极管VD反向截止，而VD正向偏置导通。变压L212器副边电压U通过二极管VD和输出电容C加到电感L上，因此电感T2o1L上的电压U为U− U，极性为正，电流I线性增加，上升斜率由1L1SoL1变压器副边电压与输出电压的差 U− U和电感 L的比值决定。电感 So1L的电流I经二极管VD和输出电容C续流，电感L上的电压U为2L22o2L2−U，极性为负，因此电流I线性减小，下降斜率由输出电压U和电oL2o感L的比值决定。变压器的副边电流I等于−I。2TL1（4）模式4[t～t]34

模式4与模式2的工作状态相同，变压器副边电压U为0，两个滤T波电感的电流I和I的极性都为正，二极管VD和VD均为正向偏置L1L212导通。电感L的电流I经二极管VD和输出电容C续流，电感L上的1L11o1电压U为−U，极性为负，因此电流I线性减小，下降斜率由输出L1oL1电压U和电感L的比值决定。电感L的电流I经二极管VD和输出电o12L22容C续流，电感 L上的电压U为−U，极性为负，因此电流I线性o2L2oL2减小，下降斜率由输出电压U和电感L的比值决定。变压器的副边电o2流I等于0。T

从倍流整流电路的具体工作波形（见图3-37）可以得到如下几点。

①高频变压器副边平均输送电流仅为输出负载电流的一半。

②滤波电感平均输送电流仅为输出负载电流的一半，输出负载电流由两个电感同时分担，每个滤波电感的工作频率都等于高频变压器的频率。

③当一个电感在高频变压器副边的电压驱动下通过副边输送一半负载电流时，另一个电感也输送着相对于输出负载电流相同方向的另一半续流电流，且此续流电流通过副边绕组。由于此续流电流仅为输出负载电流的一半，当副边电压再次改变极性时，此续流二极管的反向恢复尖峰电流较小。两个二极管上的续流电流在死区期间是均衡分布的。

1．倍流整流电路的正常工作条件

无效整流纯电感回路的工作抑制条件为：

式中：L为L或L；ω为开关频率f的2π倍，即ω＝2πf。12

在图3-37所示的波形中要保证L及L中的电流始终为正值，必须12满足如下条件。

①要有足够大的电感值，以保证电感纹波电流的波动值不大。

②要保证两个滤波电感中的电流均等变化。

2．倍流整流电路拓扑的优缺点（1）倍流整流电路拓扑的优点

①高频变压器的副边仅需单一绕组，不需要变压器中心抽头，而且变压器仅需输送近似一半的输出电流，使得变压器的结构更简单。相比较而言，桥式整流虽然也是采用单一副边绕组，但使用的二极管数量多一倍；全波整流虽然使用的二极管少，但副边绕组需要中心抽头，制作复杂。

②在开关死区时，副边输出（电感）电流基本上不通过高频变压器的副边绕组续流，而且不会影响原边性能，包括影响占空比的变化。

③具有两种等效的电路拓扑结构可供变换选择。

④输出滤波电感可以做得较小，较适合于分布式功率耗散。

因为倍流整流电路的滤波电感的工作频率为全波整流滤波电感的一半，等于开关电源中变压器的工作频率，而且滤波电感输送一半的直流输出电流，倍流整流电路的滤波电感可以比全波整流电路的电感做得更小。（2）倍流整流电路拓扑的缺点

①需要两个输出电感（比全波及桥式整流多用一个电感）。

②需要采用电流模式控制来保证两个滤电感中的电流均等。

③在副边存在一个不通过输出负载的无效整流电感回路，因此倍流整流电路存在一个正常工作条件的要求。

综上所述，倍流整流电路是一种较传统的全波和全桥整流电路性能更优越的整流电路方案，它在实际应用中有广泛的前景，尤其是在电流控制的大功率应用的情况下。但它又有着自身的特性，因此，在应用时需注意如下两点。

①必须满足参数条件，并且要以电流模式控制以保证两个电感中的电流均衡。

②实际电路的变压器设计与全桥和全波整流的情况不一样，它的原、副边变比必须减小，并留有足够的裕量，因此并不能与全桥和全波整流的变压器互换。3.5.2 同步整流电路

微处理器等很多高速数字逻辑电路都需要低电压大电流功率变换器。随着功率变换器输出电压的降低，整流损耗成为变换器的主要损耗。为使变换器的转换效率提高，整流损耗必须降低。采用低导通电阻的 MOSFET 进行整流，是提高变换器效率的一种有效途径。根据MOSFET的控制特点，应运而生了同步整流这一新型整流技术。实现同步整流功能的MOSFET 称为同步整流器。MOSFET 不能像二极管那样自动截止反向电流，必须控制MOSFET的导通和关断。MOSFET的导通和关断取决于栅极驱动信号，因此必须仔细设计栅极驱动信号的大小和时序，以确保同步整流器正常工作。按照驱动信号的不同，同步整流器有两种驱动方法，即电压驱动方式和电流驱动方式。电压驱动方式以其结构简单、经济高效而受到人们的广泛关注。

现今开关电源发展的趋势是低电压、大电流，这使得在次级整流电路中选用同步整流技术成为一种高效、低损耗的方法。由于MOSFET的导通电阻很低，能提高电源效率，所以在采用隔离Buck电路的DC/DC变换器中已开始形成产品。同步整流技术原理示意图如图3-38所示。图3-38 同步（倍流）整流电路原理示意图

同步整流是采用通态电阻极低的专用MOSFET来取代整流二极管以降低整流损耗的一项新技术。它能大大提高DC/DC变换器的效率，并且不存在由肖特基势垒电压而造成的死区电压。MOSFET 属于电压控制型器件，它在导通时的伏安特性呈线性。用MOSFET作为整流器时，要求栅极电压必须与被整流电压的相位保持同步才能完成整流功能，故称为同步整流。

同步整流驱动电路的驱动频率固定，可达200kHz以上，门极驱动可以采用交叉耦合（Cross-Coupled）或外加驱动信号配合死区时间控制实现。

同步整流技术出现得较早，但早期的技术很难转换为产品，这是由于当时驱动技术不成熟，可靠性不高，现在技术已逐步成熟，出现了专用同步整流驱动芯片（如IR1176等）、专用配套的低导通电阻MOSFET以及为降低MOSFET并联寄生二极管的导通损耗的肖特基二极管。在产品设计中解决分布电感对MOSFET开关损耗影响的设计技术正在研发中，并已取得进展。

经过这几年的发展，同步整流技术已经成熟，由于开发成本的原因，目前只在技术含量较高的开关电源模块中得到应用。如Synqor、Tyco和Ericsson等公司都推出了采用同步整流技术的产品。

现在的电源模块仍主要应用在电子设备构成的系统中，随着电子技术的发展，电子设备芯片所需的电压逐步降低，5V和3.3V早已成为主流，正向2.5V、1.5V甚至更低的方向发展。电子设备的集成度不断提高，分布式电源系统中单机功率不断增加，输出电流从早期的10～20A到现在的30～60A，并有不断增大的趋势，同时要求体积要不断减小，这就为同步整流技术提供了广泛的应用需求。

1．同步整流技术与传统技术的对比

在传统的次级整流电路中，肖特基二极管是低电压、大电流应用的首选，其导通压降大于0.4V，但当电源模块的输出电压随着电子技术的发展而逐步降低时，采用肖特基二极管的电源模块效率损失惊人。在输出电压为5V时效率可达85％左右，在输出电压为3.3V时效率降为80％，1.5V输出时只有65％，应用已不现实。

在低输出电压应用中，同步整流技术有明显优势。MOSFET导通电流能力强，可以达到60A以上。采用同步整流技术后，次级整流的电压降等于MOSFET的导通压降，这由MOSFET的导通电阻决定，而且控制技术的进步也降低了MOSFET的开关损耗。在过去几年中，用于同步整流的MOSFET工艺取得了突破性的进展，导通电阻下降到了原来的1/5。现在，采用经过特殊工艺处理的MOSFET，能达到非常低的导通电阻。如IR公司的产品IRHSNA57064，当导通电流为45A时，其导通电阻仅为5.6mΩ，并且都已批量投放市场。

同步整流技术提高了次级整流效率，使生产低电压、大电流、小体积的电源模块成为现实。如Synqor公司的TERA系列为标准半砖模块（2.3英寸×2.4英寸，即58.42mm×60.96mm），采用同步整流技术，其输出电压最低可到1.5V，输出电流最大可到60A，功率密度达到每3立方英寸60W（约3.66W/cm）。

2．同步整流技术的优势

同步整流技术提高了电源效率，但其意义远不只如此，它给电源模块带来了许多新的进步。Synqor公司采用同步整流技术生产的电源模块由于降低了功耗，达到了很高的效率（91％）。由于功耗的降低，在结构上实现了突破性的进步，取消了散热器，采用了无基板结构。在传统的开关电源模块中，基板是标准配置，是提供散热途径的重要部件，用来安装散热器。同时将功率器件集中于基板上，与控制电路板分开，减小发热元件对控制芯片的影响。Synqor公司的电源模块取消了基板和散热器，在相同的通风条件下，一样能达到所需功率，这正是采用同步整流技术的成果，其有以下显著优点。

①由于基板结构复杂，控制电路板、散热器及磁芯元件的安装和焊接都需要人工，增加了故障率，降低了生产效率。基板结构要求功率元件与基板间必须保持良好绝缘，这正是传统开关电源容易产生故障的地方之一。

②采用同步整流技术后，可以使用无基板开放式结构。这样更方便采用平面变压器等新技术，使用多层电路板上的铜箔布线作为线圈，磁芯直接嵌在多层电路板中，磁芯散热良好，多层电路板上的铜箔耦合紧密，最主要的是可以由先进加工设备自动生产，实现了电源模块全部自动化生产，极大地提高了生产效率和可靠性。平面变压器与传统变压器相比，还能够实现高功率密度，真正达到小型化。

③基板结构中要填充绝缘导热材料，增加了重量。带有基板和散热器的传统电源模块由于体积和重量大，抗震能力差，在电子设备的机架中阻碍空气流通，降低了风扇效能。而采用同步整流技术的Synqor电源模块是开放式结构，高度仅为10mm（0.4英寸），节约了机架空间，利于通风，方便控制板上其他芯片的散热；更高的功率密度使电源模块节约了在通信控制板上所占的空间；较低的功耗减轻了分布式系统前端主电源的负担，节约了系统投资。

④采用同步整流技术后，增强了抗电磁干扰（EMI）的能力。由于减少了基板，所以，原先存在于基板和接地间以及基板和元件间的寄生电容没有了，这些寄生电容带来的较大共模干扰也消失了，提高了电源抗电磁干扰的性能，如图3-39所示。图3-39 产生EMI的分布电容示意图

同步整流技术符合高效节能的要求，适应新一代芯片的电压要求，有着非常广阔的应用前景。但目前只有较少的公司掌握了该项技术，实现的成本也很高，而且还有很多应用领域未得到开拓。随着用于同步整流的MOSFET的批量投入市场、专用驱动芯片的出现以及控制技术的不断完善，同步整流将成为一种主流电源技术，逐步广泛地应用于工业生产领域。

3．同步整流器数字控制与驱动技术

在主PWM控制器位于初级侧的低直流输出电压隔离型开关电源（SMPS）中，通常采用专门设计的MOSFET作为同步整流器（SR）。作为SR使用的MOSFET具有非常小的导通损耗，有助于提高系统的效率。

在初级侧控制的隔离SMPS拓扑中，由于在隔离变压器次级侧没有PWM控制信号，欲产生适当的 SR控制信号显得比较困难。但是，可以从变压器次级输出获得有关数据。由于电路寄生元件的存在，同步信号在从隔离变压器输出分离时，相对于初级PWM信号会发生延迟，并且在不连续导通模式（DCM）下会出现振荡。因此，为SR提供驱动的控制电路必须能避免发生错误的工作。

在初级侧控制的隔离拓扑中，为驱动SR需要适当的控制电路，以处理同步时钟信号（Clock）从隔离变压器的输出中移开，解决驱动信号相对于时钟输入的定时等问题。若对 SR控制不当，在两个器件之间会发生“跨越导通”（Cross Conduction）。同时，在隔离拓扑的次级由于相对于初级主开关（MOSFET）驱动信号的延迟，会在相关元件之间形成短路，发生“贯通”（Shoot Through）现象。产生贯通的机理，具体取决于变换器的拓扑结构。（1）同步整流器的数字控制方法

在用于产生SR驱动信号的方案中，首推数字控制方法。

①系统的基本结构。SR 数字控制系统一般由振荡器（OSC）、限定状态机构（Finite StatesMachine，FSM）、两个耦合的向上/向下（UP/DOWN）计数器和两个控制输出逻辑等单元电路所组成，系统框图如图3-40所示。图3-40 同步整流器中数字控制器的组成方框图

控制电路有3个输入和2个输出。其中，2个输出为隔离变次器次级2只MOSFETS提供互补驱动信号，3个输入包括1个时钟信号和2个输出的预期（Anticipation）时间设定。不论是接通还是关断，2个输出（OUT1和OUT2）没有任何交叠。开关频率为f的方波信号出现在s时钟输入端，预期的定时通过外部有关输入设定。2 个计数器的工作方式及作用不同：DOWN计数器用于处理输出截止，UP计数器连续获取OUT2开关周期或OUT1接通时间内的有关数据。控制系统根据前面周期内存储的有关信息，预先处理在开关截止期内的输出。采用这种控制方法，开关周期和接通时间（t）被逐周连续监测。on

②稳定条件。在稳态条件（固定频率和固定占空比）下，两个开关周期中与输出OUT2相关的波形如图3-41所示。图3-41 OTU2预期时间内产生的波形

在第 1 个开关周期（T）内，在时钟输入的上升沿上，两个s1（UP、DOWN）计数器中的第 1 个开始计算内部时钟（CK）脉冲。在接下来的一个时钟输入的上升沿（T结束）上，计数器停止计s1算。计算过的脉冲数目（n）把开关周期的持续时间考虑在内，所存2储的数据在下一个开关周期中被利用。

在第2个开关周期中，在内部时钟输入的上升沿上，第1个计数器由大到小计算（CountsDown）内部时钟脉冲，并且在计算到（n−x）个脉冲时终止。第2个计数器计算新的尚未计算的内部时钟22脉冲，并适时修正开关周期（T）内的有关数据。OUT2 超前截止总s量为x·T（T为内部时钟脉冲周期），并通过OUT2预期时间输入设211定。计数器UP或DOWN在每个周期内的功能相对于先前一个周期被交换。

为预期关断OUT1，两个UP、DOWN计数器将考虑计及接通时间（t）内的有关数据，相关波形如图3-42所示。on

在第1个开关周期内，第1个计数器在时钟输入上升沿开始计数，并且在时钟输入下降沿停止计数。其间计算的脉冲数量为n，只1计及t时间之内的脉冲数。on

在第2 个开关周期内，第1 个计数器递减计数，在计算到n− x11时停止计算。关断OUT1的超前时间总计为x·T，并由OUT1预期时11间输入设定。第2个计数器向上（由小到大）计算时钟输入上升沿与下降沿之间的脉冲数目。

③变化条件。当开关频率（f）发生变化时，对于输出OUT2 而s言，可能存在3种情况。

·T＞T；当第2个开关周期 T小于先前周期 T时，OUT2的截s1s2s2s1止发生延迟，相对于时钟输入没有超前，而是随时钟输入的前沿强迫关断。图3-43 示出了该条件下的相关波形。

·T＜T；当后随开关周期T大于前面的周期T时，相关波形s1s2s2s1如图3-44所示。在此情况下，OUT2发生提前关断。MOSFET的体二极管的导通时间恰为一个周期，效率损失非常小。

·T＜t：当第2个开关周期的接通时间t大于前面的开关周期s1on2on2T时，相关波形如图3-45所示。在此情况下，OUT2保持截止，s1MOSFET的体二极管的导通时间虽然不是最小，但只引起很小的效率损失。图3-42 OUTl预期时间内产生的波形图3-43 在t＞t时OTU2及相关波形s1s2图3-44 在T＜T时OTU2及相关波形s1s2图3-45 在T＜t时的OTU2及相关波形s1on2

④占空比发生变化。对于输出 OUT1，当接通时间 t发生变化on时，可能会出现以下两种不同的情况。

·t＞t：当第1个开关周期的接通时间t大于第2个开关周期on1on2on1的接通时间t时，时钟输入、内部时钟和输出OUT1的波形如图3-46on2所示。在此情况下，OUT1的关断被延时，相对于时钟输入没有提前，总是在时钟输入的下降沿即时截止。

·t＜t：当后随开关周期的导通时间t大于先前开关周期的on1on2on2导通时间t时，相关波形如图3-47所示。在此情况下，OUT1发生提on1前关断，并且MOSFET的体二极管的导通时间恰为一个周期。

上述的方法通过对前一个周期的测量来确定下一个周期的动作，履行逐周控制。预期关断同步整流器MOSFET的内部时钟脉冲总数是x或x。内部振荡器的频率（f）越高，预期时间的精度也就越高。12I（2）STSR×系列智能驱动器

STSR×系列IC是ST公司为驱动隔离SMPS中的同步整流器而专门设计的器件。该系列IC的时钟信号从隔离变压器的次级输出中获取，为驱动用作SR的1只或2只MOSFET，输出适当的控制信号。图3-46 在t＞t时的OUT1及相关波形on1on2图3-47 在t＜t时的OUT1及相关波形on1on2

STSR2用于驱动单端正向拓扑中的两个同步整流器，该IC包含前面所介绍的控制系统，内置两个N沟道MOSFET驱动器和一个时钟缓冲器等单元电路。STSR2的引脚名称及其应用电路如图3-48所示。STSR2的引脚功能如下。图3-48 STSR2在单端正向变换器中的应用

①V：电源电压端，电源电压的范围为4.5～5.5V。CC

②PWMGND 和SGLGND：分别为功率信号和控制逻辑信号的参考端。

③CLOCK：同步信号输入端。

④OUTGATE1 及OUTGATE2：为两个大电流互补输出端。由于IC 自身产生死区时间，在两个开通时间之间不存在任何交叠。

⑤SETANT：为OUTGATE2 设定预期截止时间（有4种不同的期望时间可供选择）。

⑥INHIBIT 当该脚输入电压高于非常低的一个门限电压时，OUTGATE2 使能。在正向变换器应用中，迫使OUTGATE2的接通时间减至最小。

STSR3是为驱动在回扫式拓扑中的一个SR而专门设计的控制IC，其引脚名称（符号）及应用电路如图3-49所示。STSR3与STSR2比较，主要区别是STSR3仅有一个大电流栅极驱动输入端（OUTGATE）。图3-49 STSR3在回扫式变换器中的应用电路

STSR4是指定用于驱动推挽、半桥或全桥式双端输出拓扑结构中的SR的控制IC。该器件的典型应用电路如图3-50所示。STSR4有两个大电流N沟道MOSFET驱动器输出端，同时有两个时钟流入端（CLOCK1 和CLOCK2），用于接收来自隔离变压器次级绕组上的时钟信号。图3-50 STSR4在双端拓扑结构中的应用电路

STSR2、STSR3和STSR4在不同类型的隔离式拓扑结构应用中，都是从变压器的次级输出获得时钟信号，对作为SR使用的一只或两只MOSFET产生恰当的栅极驱动信号，完全解决了在控制SR中易于出现的全部问题，有效地提高了系统的稳定性和可靠性。

在隔离式SMPS拓扑中，用于驱动SR的数字控制/驱动技术相对于需要附加磁复位技术的所谓“自驱动同步整流”方法来说，具有许多优点。在数字控制方法中，主PWM控制器在初级侧的SMPS隔离式拓扑中，为利用直接来自于变压器次级输出的同步数据提供了便利。数字控制方法所提供的驱动信号数值，总是能与MOSFET的栅极电压范围相一致，可使MOSFET的体二极管的导通时间尽可能短。通过采用一些附加技术，能允许变换器在DCM模式下工作。采用数字方法有效地解决了被认为与SR 驱动信号产生有关的“跨越导通”和“贯通”等关键问题。

采用带有较少引脚的STSR×系列IC，可使SR数字控制电路大为简化。对于IC外部元件，包括SETANT脚外部用于设定预期时间的电阻，在精度和温度特性等方面没有严格的要求。STSR×系列IC，对于来自变换器开关频率和占空比的突然变化，具有快速瞬态响应特性。

4．采用同步整流技术的正激变换器

在传统的电压驱动正激变换器中，通常存在死区时间内续流整流管的体二极管的导通问题。体二极管的导通增加了整流损耗，降低了变换器的效率。为此，采用栅极电荷保持驱动方式，可解决死区时间内体二极管的导通问题，降低整流损耗，提高整流效率。（1）栅极电荷保持电压驱动同步整流器

栅极电荷保持电压驱动的基本原理如图3-51所示。在t时刻之前，0输入信号U为0，开关S关断。电容C的初始电压为0。在t时刻，输in0入信号U为正，通过二极管VD对电容C正向充电。在t时刻，输入信in1号U为0，二极管VD承受反向电压而截止。在t～t期间，开关S关断，in12只要保持S关断，电容C上的电荷得以保持，U维持高电平。在t时out2刻后，开关S导通，电容C通过开关S放电，U变为0。如果C是同步out整流管的栅极寄生电容，S 是一个辅助开关，那么在t到t这段时间12内，当输入驱动信号U降为0时，同步整流管的栅极电压仍可保持高in电平。图3-51 栅极电荷保持电压驱动的基本原理

栅极电荷保持电压驱动正激变换器利用栅极电荷保持电压驱动方式，可以解决传统电压自驱动同步整流器中死区时间内 MOSFET 体二极管的导通问题。图3-52给出了栅极电荷保持电压驱动同步整流器应用在正激变换器中的原理电路和主要波形。其中，外加的S和VD3用来实现栅极电荷保持。

在t到t的时间内，主开关管S导通。变压器副边电压驱动S和S0113并使其导通。S的栅极寄生电容通过S放电，S的栅极电压降低为0，232S关断，输出电流流经S。在t时刻，主开关管S关断，励磁电流流211经磁复位电路，变压器副边电压反向，S和S关断，S的栅极寄生电132容由流经VD的电流充电。S的栅极为高电平导通，负载电流流经2S。在时刻t，磁复位结束，变压器副边电压为0。因为VD承受反压22截止，S关断，S的栅极驱动电压保持不变。因此，尽管变压器副边32电压为0，S仍然保持导通，继续续流。S的栅极驱动电压一直保持22到下一个开关周期开始且 S导通之时。这就解决了死区时间内 S的32体二极管续流导通的问题。对于栅极电荷保持技术，在实际运用中必须注意以下几个问题。

①栅极电荷的保持时间。在栅极电荷保持阶段，S的栅极电荷可2能经过 VD、S和S放电。二极管VD存在反向漏电流，同步整流管的23栅、源极和漏、源极之间均存在漏电流。一般来说，同步整流管的栅极寄生电容上的电荷大约为60nC，栅、源极漏电流大约为100nA，漏、源极漏电流大约为100mA。肖特基二极管的反向漏电流大约为1mA。对于快恢复二极管，反向漏电流只有1mA。如果栅极驱动门限电压为2V，其初始电压为5V。当VD为肖特基二极管时，栅极电压保持在门限电压之上的时间大约为36ms。当采用快恢复二极管时，这个时间会更长。将这一时间和死区时间作比较，可以看出，这一时间足够满足S在死区时间内的续流要求，并且可以适当提高开关频率。2图3-52 栅极电荷保持电压驱动正激变换器及波形

②变压器副边出现环流。在t时刻，主开关管S 导通。变压器副0边感应电压，开通S，关断S。然而，只有当S导通且S的栅极电荷1232全部释放时，S才关断。这就意味着，S的栅极电压以及S的漏极电232压必须同时建立起来。这要求 S中流经大的反向电流，因而增加了2S的损耗。2

③变压器副边电压有可能太低或者太高而不能直接驱动同步整流管。当输出电压明显高于5V时，驱动电压可能超过同步整流管的栅极驱动电压限值。当输出电压为3.3V或2.2V时，副边电压又太低而不能有效驱动同步整流管。

问题②和③可以通过外加辅助绕组得到解决。合适地选取辅助绕组的匝数，就可以得到理想的驱动电压波形。辅助开关 S的关断信3号从变压器原边直接耦合而来，不再依赖 S的漏极电压，因此解决2了变压器副边出现环流的问题。辅助绕组的另外一个优点是，可以减小变压器漏感引起的同步整流管导通的延迟时间。

图3-53所示的是一种外加辅助绕组的栅极电荷保持电压驱动正激变换器。钳位二极管 VD的作用是，当S的栅极驱动电压为0时，使31其不继续降低，因此降低了 S的驱动损耗。如图3-54所示，变压器1TX的绕制采用交错技术，以确保绕组之间良好耦合，减小漏感。1图3-53 栅极电荷保持电压驱动同步整流器改进电路图3-54 交错技术结构图（2）电路参数的选择

输入电压是变化的，当输入电压最小时，辅助绕组的电压不低于同步整流管的栅极驱动门限电压；当输入电压最大时，辅助绕组的电压不超过栅极驱动电压限值。选择的辅助绕组应该确保有效地驱动同步整流管S和S。辅助绕组的匝数应该满足式（3-19）：12

式中：N为辅助绕组的匝数，N为变压器原边绕组的匝数，apU为输入电压的最小值，U为输入电压的最大值，U为同步整inlowinhighgs流管 S和S的栅极驱动电压限值，U为栅极驱动门限电压。12th

选择同步整流管的基本要求是导通电阻 R尽量小，电压和电流ds不超过整流管的电压和电流限值。S和S的最大漏源电压由式12（3-22）确定：

式中：N为变压器副边绕组匝数。s

相应地，S和S中允许流过的电流有效值的最大值分别为：12

式中：D为最大占空比，D为最小占空比，I为输出电流。maxmino

S和S中允许流过的电流峰值为：12

假设输出电感的纹波电流为输出电流的20％，S的最大电压应3力应该满足式（3-26）：

最大电流应力和电流有效值限值应该满足式（3-27）：

式中：U为S的栅极驱动电压。gs22

式中：R为S的导通电阻，C为S的输出电容。ds33ISSS22

栅极电荷保持电压驱动方式解决了死区时间内续流整流管 S的2体二极管的导通时间问题，在减小整流损耗的同时提高了整流效率，因此电路的转换效率也得到了极大的提高。当输入电压为48V时，该电路的转换效率最高可达91％，效率曲线如图3-55所示。图3-55 效率曲线

第4章 开关电源控制技术

● 开关电源控制方式

● 开关电源主电路结构

● 高频开关电源PWM控制器

4.1 开关电源控制方式

开关电源按控制方式分为两种基本形式：一种是脉冲宽度调制（PWM），其特点是固定开关频率，通过改变脉冲宽度来调节占空比；另一种是频率调制（PFM），其特征是固定脉冲宽度，利用改变开关频率的方法来调节占空比。二者的电路不同，但都属于时间比率控制（TGC）方式，其作用效果一样，均可达到稳压的目的。目前的开关电源大多数采用PWM方式，但也有少数采用PFM方式。PWM方式电路的工作原理如图4-1所示。图4-1 脉宽调制控制原理图

若用T表示开关的脉冲周期，t表示其导通时间，n表示高频变on压器的变比，在脉冲周期一定的前提下，功率变换器的最后输出电压U和输入电压U的关系可用式（4-1）表示。oi

式中：，为占空比。

式（4-1）表明，开关电源的输入电压或输出电压发生变化时，如电网电压升高或负载变化使输出电压升高或降低时，只要适当控制占空比，就可以使输出电压U保持不变。控制电路的作用就是实现o这个功能，脉宽调制器是这类开关电源的核心，它能产生频率固定而脉冲宽度可调的驱动信号，以控制开关器件的通断状态，从而调节输出电压的高低，达到稳压的目的。锯齿波发生器用于提供恒定的时钟频率信号。利用误差放大器和PWM比较器形成闭环调压系统。如果由于某种原因使U升高，脉宽调制器就改变驱动信号的脉冲宽度，o亦即改变开关管的占空比D，使斩波后的平均值电压下降，反之亦然。4.1.2 开关电源基本控制电路

目前，开关电源的控制方式有电压模式控制和电流模式控制两类，其基本结构如图4-2所示。图4-2（a）所示为电压模式控制系统的结构，图4-2（b）所示为电流模式控制系统的结构。图中VR为电压调节器，CR为电流调节器，PWM控制器为PWM调制环节，图中所示的开关环节为开关电路，LC电路是主电路中的滤波环节，R是负L载。

在电压模式控制中，变换器的占空比正比于实际输出电压与理想输出电压之间的误差值；在电流模式控制中，占空比正比于额定输出电流与变换器控制电流函数之间的误差值。控制电流可以是非隔离拓扑结构中的开关电流或隔离拓扑结构中变压器的初级电流。

电压模式控制只响应（调节变换器的占空比）输出（负载）电压的变化。这意味着变换器为了响应负载电流或输入线电压的变化，它必须“等待”负载电压（负载调整）的相应变化。这种等待（延迟）会影响变换器的稳压特性，通常“等待”一个或多个开关周期。负载或输入电压扰动会产生相应（尽管不一定成比例）的输出电压干扰。图4-2 电压模式控制和电流模式控制的比较

电流模式控制把变换器分成两条控制环路：电流控制通过内部控制环路进行，而电压控制通过外部控制环路进行。其结果是在逐个开关脉冲上不仅仅可以响应负载电压的变化，而且也可响应电流的变化。电流模式控制和电压模式控制一样在输出电压与占空比之间具有相同的反比关系，而且电流模式还具有如下特点：外（电压）控制环路设置阈值，而在阈值内（电流）内环路调整开关或初级电路中的峰值电流。由于输出电流正比于开关或初级电流，所以在逐个脉冲上控制输出电流，电流模式控制具有比电压模式控制更优越的电源电压和负载调整特性。

脉宽调制（PWM）型开关稳压电源只对输出电压进行采样，实行闭环控制。这种控制方式属于电压控制型，是一种单环控制系统。而电流控制型 DC/DC 开关变换器是在电压控制型的基础上增加了电流反馈环，形成双环控制系统，使得开关电源的电压调整率、负载调整率和瞬态响应特性都有所提高，是目前较为理想的一种控制方式。

电压控制型原理如图4-3所示。电源输出电压U与参考电压U进oref行比较放大，得到误差信号U，再与斜坡信号比较后，由PWM比较e器输出一定占空比的系列脉冲，这就是电压控制型的原理。其最大的缺点是：控制过程中电源电路内的电流值没有参与进去。开关电源的输出电流是要流经电感的，故对于电压信号有90°的相位延迟，然而对于稳压电源来说，应当考虑电流的大小，以适应输出电压的变化和负载的需求，从而达到稳定输出电压的目的，因此仅采用输出电压采样的方法，其响应速度慢，稳定性差，甚至在大信号变化时会产生振荡，造成开关器件损坏等故障。

试读结束[说明：试读内容隐藏了图片]

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