作者：刘军,赵同贺
出版社：机械工业出版社
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新型开关电源典型电路设计与应用(第3版)试读：
前言
本书对国内外开关电源电路进行了分析，全面阐述了开关电源的最新应用技术；对电路原理进行了详细的讲解，并对电路的元器件参数进行了计算，其计算的方法是利用欧姆定律和基尔霍夫定律；对高频变压器采用多种计算方法进行计算，结果相差很小；为了进一步提炼开关电源知识，本书还列举了32条问答。
本书共分为7章：第1章介绍开关电源的基本工作原理；第2章全面叙述开关电源元器件的特性与选用；第3章对6种不同功率的开关电源进行了较为详细的说明；第4章介绍了功率因数校正转换电路的设计，列举了多种电源功率因数校正电路的设计方法；第5章介绍了软开关技术与电源效率；第6章对PCB设计技术做了详尽的叙述；第7章给出了对开关电源一些关键技术的问答，为电源开发人员打开电源开发的大门。
本书立足开关电源的高频变压器设计，对开关电源的疑点和难点，剖析深入，内容丰富，知识全面，文字通畅，易于理解。本书对电源开发工程技术人员有很高的参考价值，也可供高等院校相关专业师生阅读。
本书由刘军担任主编，赵同贺担任副主编，参加编写的还有刘苡辰、吴少英、沙锦芬、徐春华、叶良君、汪志清、谢海平、赵丹丹、王福元、余望兴、胡桂珍、张继芬、陈长秀、刘春娥、王伟超、王通、赵雪燕、赵舰、陈芳。
由于时间仓促，书中难免存在疏漏和不妥之处，敬请读者批评指正。
第1章 开关电源基本工作原理
1.1 开关电源基本形式
1.1.1 什么是开关电源
开关电源是开关稳压电源的简称，可将一种电源形态变换成另一种形态。这种变换是自动控制的，并具有各种保护。它是利用现代电子技术、新材料科学，通过集成控制输出所需要的电压。这种电源具有体积小、重量轻、功耗低、效率高、纹波小、智能化程度高、使用方便等优点。电源犹如人体的心脏，是所有电动能源设备的动力。通常适用电源标记有各种特性参数，如功率、电压、频率、使用温度等。正因为开关电源具有很多优点，所以它广泛用于通信、仪器仪表、工业自动化、航空航天、医疗设备、交通运输、家用电器等领域。随着电子技术的发展，新材料不断地涌现，一大批高频率、高效率、高可靠性的新型电源相继问世。
开关电源在变换过程中，要达到我们所需要的要求。例如，交流变换成直流，高电压变换成低电压，大功率变换成小功率等。开关电源在变换过程中，用高频变压器将一次侧与二次侧隔离，称为离线式开关电源，常用的AC/DC变换器就是离线式开关变换器，也称为整流离线变换。输入电压经低通滤波，桥式整流，直接到用电负载，中间不用变压器隔离，称为非隔离式开关变压器。变换的方法是多样的，凡是用半导体功率器件作开关，并具有一定的控制智能性，将一种电源形态变换成另一种形态的电路，叫作开关变换电路。在变换时，能自动控制输出电压并有各种保护的称为完全开关电源。
传统的晶体管调整稳压器是开关电源的鼻祖，它具有结构简单、输出纹波小、噪声低等优点，但是它也有体积大、过载能力低、效率低等缺点。近年来，无工频变压器开关电源技术已被广泛采用。这种电源丢掉了笨重的工频变压器。功率管工作在开关频率1.5MHz以上的状态。这样电源的体积和重量大大降低，其效率得到极大的提高，在开关管饱和导通时，漏（Drain）-源（Source）电压降低近似零，在开关管截止时，它的漏极电流为零，其损耗功率小，效率高，可达95%，具有体积小、重量轻的特点。不但如此，开关电源可直接对供电电网进行滤波调整。电路上所用的滤波电容、电感等元器件的参数特性优于目前所用的电解电容和滤波电感，且体积小，允许使用的环境温度高，对供电电网电压波动范围大的适应能力加大，可获得稳定基准的输出电压，使电网的谐波大大减小，满足了绿色环保的要求。
1.1.2 开关电源的工作程序
不管是现代的开关电源还是过去老旧的开关电源，其工作原理和工作程序都是不变的，都由两大部分组成，即主电路和控制电路。主电路由输入电路、功率变换电路和输出控制电路组成；控制电路则由信号取样电路、控制电路和频率振荡发生器组成。输入电路由低通滤波电路和一次整流电路构成。220V交流电经低通滤波电路和桥式整流电路后，得到未稳压的直流脉动电压V，脉动电压经功率因数校正，i使它的输入电流与输入电压同相，得到功率因数高、谐波含量低的直流电压。此电压经电子开关和高频变压器进行电能转换，变换成受控制、符合设计要求的高频方波脉冲电压，高频电压经第二次整流滤波后，变为直流电压输出。最后，将输出的电压经分压采样与设置的基准电压进行比较、放大，经过频率振荡发生器，产生一个高频信号，该信号与控制信号叠加，进行脉宽或频率调制，达到脉宽或频率可调的方波信号，这一信号又经放大，去触发开关功率管的“开”与“停”，由开关管的漏极输出一功率较大的脉冲去激发高频变压器的一次绕组，一次绕组所产生的可调的交流电压经高频变压器的耦合变压后，在二次绕组产生频率较高的二次电压，二次电压又经整流滤波，输出一波纹较低的直流电压，所以说，开关电源的实质是两个变换，即功率因数变换和工作频率变换，如图1-1所示。图1-1 开关电源工作原理框图图1-2 占空比示意图
高频电子开关是电能变换的主要手段和方法。在一个电子周期T内，电子开关的接通时间t与一个电子周期T所占时间的比例，叫接on通占空比（D）。D=t/T，如图1-2所示。断开时间t与所占周期onononoffT比例为断开占空比D′，D′=t/T。开关周期等于开关频率的倒数，offoffoff即T=1/f。例如一个开关电源的工作频率是100kHz，它的周期是3T=1/100×10μs=10μs。很明显，接通占空比越大，开关管接通时间越长，变换器输出的电压越高，负载感应电压越高，工作频率越高。这对于开关电源的高频变压器实现小型化有帮助，同时，能量传递的速度也快。但是，对于开关电源的高频、开关功率管、控制集成电路以及输入整流二极管来说，由于工作频率的提高，导致开关管、高频变压器的发热量大、损耗大、效率低。对于不同的变换器形式，所选用的占空比大小是不一样的。
开关电源与铁心变压器电源以及其他形式的电源比较起来具有较多的优点：
1）节能：绿色电源是开关电源中用途最为广泛的电源，它的效率可达到90%，质量好的可达到95%，甚至更高，而铁心变压器的效率只有70%或者更低。美国一般家用电器和工业电气化设备的单机能源效率大于92%。美国的“能源之星”对电子镇流器、开关电源以及家用电器的效率都制定有很仔细的、非常严格的规章条款。
2）电源的体积小、重量轻。据统计，100W的铁心变压器的重量3为1200g左右，体积达到350cm，100W的开关电源的重量只有250g，而敞开式电源的重量更轻，体积不到铁心变压器的1/4。
3）开关电源具有保护功能。在过载、轻载时能实施保护，不易损坏。而其他电源由于本身的原因或使用不当，发生短路或断路甚至烧毁的事故较多，安全性很差。
4）能方便地改变输出电流、电压，且稳定可控。
5）能根据用户要求，可设计出各种具有特殊功能的电源。如数字电源、程序遥控电源、水下机器人电源、航天航空高温高压电源等，以满足人们的需要。
1.1.3 开关电源的分类
目前开关电源的种类很多，结构既有简单的也有复杂的，下面从五个方面进行划分：
1.按工作性质分类
所谓工作性质就是开关电源的“开”和“关”的特点，按其特点分为“硬开关”和“软开关”两种。硬开关是指电子脉冲，在外加信号的控制下强行对开关晶体管进行“通”和“断”，而与电子开关自身流过的电流以及两端加入的电压无关，只与脉冲开关信号有关。显然，开关管处在接通和关断期间是有电流、电压存在的，因此，这种工作方式是有损耗的。但是这种变换方式比其他变换方式的控制形式简单很多，成本也较低，所以硬开关现在在很多地方仍然应用，如脉宽调制（Pulse Width Modulation，PWM）器就属于硬开关。目前，很多开关电源都用PWM来控制，因为技术要求不很高，所以用得比较多。另一类叫软开关，电子开关在零电压下导通，在零电流下关断。可见电子开关是在“零状态”下工作的，在这种状态下工作的开关电源，理论上，其损耗为零，工作效率很高，软开关还对浪涌电压、脉冲尖峰电压有很强的抑制能力，它的工作频率可以提高到5MHz以上，开关电源的重量和体积则可进行更大的改变。为了实现零电压导通和零电流关断，工程师们常常采用谐振的方法。从电子理论可知道，谐振就是容抗等于感抗，总的电抗为零，这样电路中的电流为无穷大，如果适时将正弦波电压加到并联电感回路上，这时电感上的电压也为无穷大，谐振就会出现。利用谐振时的正弦波，实现软开关。电路上的正弦波振荡到零时，电子开关导通，称为零电压导通；当电子开关的电流振荡到零时，电子开关关断，称为零电流关断。总之，电子开关具有零电压导通、零电流关断的外部条件，叫软开关。这种变换器叫准谐振变换器。要实现软开关，工程师们利用高频频率测试仪，观察谐振波形，调整开关管的导通时间，使电路上的电压处在谐振波谷点上，调整串接在振荡变压器一次绕组上的一个小电容，再固定开关管的导通时间，通过调整频率，观看高频仪上的波形，直到出现谐振，从而获得准谐振变换器的模式。必须指出，准谐振变换器开关电源的输出电压不随输入电压的变化而变化，它的输出电流也不随输入电流的变化而变化，这种开关电源的变换器依靠谐振频率来稳定输出电压，叫调频开关电源。调频开关电源没有脉宽调制开关电源那么容易控制，再加上高频变压器一次绕组上的峰值电压高，开关管所承受的应力大，目前还没有得到广泛应用。
2.按变换方式分类
本书所描述的电能变换是通过脉冲宽度改变来传递电能的大小，包括有AC/DC、DC/DC、DC/AC、AC/AC等四种，而AC/DC、DC/DC变换是开关电源变换的基本类型，通过控制占空比，改变开关管的通断时间，用电抗器与电容器上蓄积的能量对开关波形进行微分平滑处理，从而有效地调整输出电压。但是，这种变换方式，要想取得理想的效果，还必须对电路设计，及高频变压器设计，采用准确有效的计算方法，对提高开关电源效率，提高EMI能力，延长电源寿命才能起到至关重要的效果。
3.按输入输出有无变压器隔离分类
一般AC/DC、AC/AC两种变换是有变压器隔离的，而DC/DC变换又分为有变压器隔离和没有变压器隔离两类。每一类有6种拓扑，即降压式（Buck）、升压式（Boost）、升压-降压式（Boost-Buck）、串联式（Cuk）、并联式（Sepic）以及塞达式（Zata），降压式、升压式两种在开关电源DC/DC变换中应用比较多，因为它的电路比较简单、使用安全、转换的效率较高。
4.按激励方式分类
按激励方式分，有自激式和他激式。自激式包括单激式和推挽式，他激式包括脉冲调频式（PFM）、脉冲调宽式（PWM）、脉冲调幅式（PAM）和脉冲谐振式（RSM），我们用得最多的是脉冲调宽变换器。脉冲调宽变换器有以下几种：正激式（Forward Converter Mode）、反激式（Feedback Converter Mode）、半桥式（Half Bridge Mode）、全桥式（Overall Bridge Mode）、推挽式（Push Draw Mode）和阻塞式（Ringing Choke Converter）等6种。正激式、反激式、半桥式、全桥式、推挽式这5种在市面上出现较多，应用十分广泛。
5.按谐振方式分类
谐振有串联谐振、并联谐振和串并联谐振，变换器按这3种谐振划分出了3种方式；另外按能量传递形式来分，有连续和不连续两种。往往一种变换方式包含有激励方式、谐振方式和能量传递方式。例如，大功率、高性能、双管正激式、输出连续传递的ML4800电路，包含有多种变换，所以说不能以一种变换方式，来确定电源的变换方式。
1.1.4 开关电源的结构形式
1.反激式单晶体管变换电路
所谓反激式是指变压器的一次侧极性与二次侧极性相反，其基本电路如图1-3所示。如果变压器的一次侧上端为正，则二次侧上端为负。反激式变换器效率高，电路简单，能提供多路输出，所以得到了广泛应用。但是在二次侧输出的电压中，有较大的纹波电压。为了解决这一问题，只有加大输出滤波电容和电感，但这样做的结果是增大了电源的体积。最近，开发人员发现利用小型LC噪声滤波器效果比较好。反激式变换器有两种工作模式：一种是完全能量转换，即变压器在储能周期t中存储的所有能量在反激周期t中传递输送出去；onoff另一种是不完全能量转换，即变压器在储能周期t中存储的部分能on量在反激周期t中一直保存着，直至等到下一个储能周期t。在脉offon宽调制开关变换器中引用完全能量转换模式，可以减少控制电路触发脉冲的宽度，但也会出现波形失真和调制困难等一些问题。图1-3 反激式变换电路
反激式变换器是怎样工作的呢？当开关晶体管VT截止时（见图1-3a），变压器一次侧所积蓄的电能向二次侧传送，这时变压器二次绕组下端为负、上端为正，二极管VD正向导通，导通电压经电容C滤波后向负载R供给电能。当变压器一次侧存储的电能释放到一定程L度后，电源电压V通过变压器的一次绕组N向晶体管VT的集电极充in1电，N又开始储能。V上升到一定程度后，晶体管VT截止，又开始11了新一轮放电。在充电周期，变换器的输出电压为V=（N/N）VD，o21in其中D为占空比。从图1-3b可以看出，开关管与整流二极管的电流波形为相位相差180°的两个锯齿波。
2.反激式双晶体管变换电路
开关电源的功率在200W以上时，不宜采用反激式单晶体管变换电路，这时可以利用反激式双晶体管结构，两管可用双极型晶体管或功率场效应晶体管。其中，场效应晶体管特别适用，无论是固定频率、可变频率、完全和不完全能量传递方式，还是电源价格比，用场效应晶体管代替双极型晶体管是首选方案。
反激式双晶体管变换电路的基本电路如图1-4a所示。高频变压器TR的一次绕组通过两只场效应晶体管接到直流电源V上。两只场效1in应晶体管需要同时导通、同时截止，要达到目的要求通过两个相同相位但又互相隔离的信号，一般用一只双路输出的变压器TR。与前面2介绍的反激式单晶体管变换电路一样，场效应晶体管导通时，只把能量存在磁路中；场效应晶体管截止时，磁能转化为电能送到负载中。二极管VD、VD是交叉连接的，这样可把过剩的能量反馈回电源V12in中，并把两只场效应晶体管都钳位在V电压水平上。所以，采用市in电桥式整流的电路，可选用耐压为400V的场效应晶体管。
在图1-4a所示电路中，变压器漏感起着重要作用。当VT和VT12导通时，直流电压V加在变压器一次绕组N上。设绕组的同名端为inp正，那么输出整流二极管VD将正向偏置且导通，这样二次绕组中有3电流流通，它的漏感为L。在导通期间，变压器一次绕组的电流呈LS线性增加，如图1-4b所示。
在导通末期，存储在变压器中可耦合到二次侧的磁场能量为2IL/2。一旦VT和VT同时截止，二次绕组电流I降为零。然而，PLP12S磁感应强度没有改变，则通过反激作用，变压器上所有的电压将反向。二极管VD、VD也导通，一次绕组在反激电压作用下使供电电源保12持V值。由于绕组的极性反向，二次绕组感应出的反向电动势将导in致整流二极管VD截止。二次绕组感应的电流为nI值时（n=N/N），3pPS存储在二次绕组的漏感L中的能量反馈到电源V中，则一次绕组电LSin压V降至二次绕组反射电压。此时，二次绕组电压等于C上的电压P3折算到一次绕组。通过设计使钳位电压小于供电电源电压V，否in则，反激能量将回送到供电电源中。然而，在正常条件下，对于一个完善的能量变换系统，两只场效应晶体管刚截止关断时，存储在变压器磁场中的能量将转移到输出电容和负载上。在两只场效应晶体管截止关断的末期，新一轮周期将开始。
反激式双晶体管变换电路在任何条件下，两只场效应晶体管所承受的电压都不会超过V。VD、VD必须是超快速恢复二极管。因为in12这些元器件在电压超值时特别容易损坏，与反激式单晶体管变换电路相比，开关功率管可选用较低的耐压值。
反激开始时，存储在一次漏电感中的电能经VD、VD进行反馈，12系统能量损耗小、效率高。当负载减小时，在电路导通期间，变压器一次绕组中存储过多的电能，那么，在下个周期反激时，将电能反馈至电源V，降低损耗。in
反激式双晶体管变换电路与反激式单晶体管变换电路相比，高频变压器不需要反馈绕组。这对于生产商来说，有利于降低成本，缩小体积。图1-4 反激式双晶体管变换电路
3.正激式单晶体管变换电路
如图1-5a所示，正激式单晶体管变换电路的变压器纯粹是个隔离元件，它的一次侧分为两组N和N，中心抽头接输入电压的正1a1b极，两端分别接二极管VD和开关晶体管VT的集电极。二次绕组接整F流二极管VD、续流二极管VD以及电感器L。正激式单晶体管变换电12路是利用电感L储能及传送电能的。变压器的一次和二次绕组是相同的同名端，由于电感L的存在，它的电感反射到一次侧，使一次电感增大。图1-5 正激式单晶体管变换电路
正激式单晶体管变换电路的工作原理是这样的：开关晶体管VT截止时，在电感的反激作用下，VD正向导通，导通后的电路通过电2感L和负载R构成回路，这时电感上的电压等于输出电压V。电感LLo中存储的能量的大小将影响输出电压的峰值。由图1-5可知，电感电流等于峰值电流。当开关晶体管VT导通时，电源电压经变压器一次绕组向晶体管VT充电，这时变压器一次绕组N储能，而绕组N在二12极管VD的作用下释放电能，结果VD导通，VD截止。VD向电感L2121供电，“感化”储能，输出直流电压。当晶体管VT截止时，电感器L积蓄的电能经二极管VD整流、LC滤波后，向负载供电。正激式单晶2体管变换电路二次侧整流二极管与开关管集电极的电流是一致的。输出电压V=（N/N）VD。正激式单晶体管变换电路的优点是铜损低，o21in因为使用无气隙磁心，电感量较高，变压器的峰值电流比较小，输出电压纹波低；缺点是电路较为复杂，所用元器件多，如果有假负载存在，效率将降低。电源处于空载，也有一些损耗。它适用于低电压、大电流的开关电源，多用于150W以下的小功率场合。它还具有多台电源并联使用而互不受影响的特点，而且可以自动均压，而反激式却不能做到这点。
4.正激式双晶体管变换电路
正激式双晶体管变换电路（又称正激式双管变换电路）是在正激式单晶体管变换电路上再串接一只晶体管而组成的，这对于高压大功率的开关电源来说更加安全可靠。安全可靠是最大的效益，所以双管正激式变换电路得到了广泛应用。
如图1-6所示，晶体管VT、VT在工作期间同时导通，或者同时12截止。在导通时，电源电压V加在变压器TR的一次绕组N上。在in2P这个工作周期里，电感L已经存储了电能，电流通过续流二极管流1VD后经电感器L向负载R供电。由于VT、VT的导通，变压器TR41L122的一次绕组N向二次绕组N感应了电动势，整流二极管VD在正向PS3电压作用下导通，便有电流I向负载R供电。但是，供电时间受到二LL次绕组漏感的影响，I继续保持。在此期间，流经VD的电流快速减L4小，直至VD转为截止。当VT、VT截止时，二次绕组电压反向，这412时二极管VD很快截止。在电感L的反激下，VD进入导通状态，电314流经VD、L向负载R供电。当I慢慢减小后，在变压器一次电压V41LLin的帮助下，VT、VT再次进入导通状态，这就是正激式双晶体管变12换电路的电能传递过程。图1-6 正激式双晶体管变换电路
5.半桥式变换电路
为了减小开关晶体管的电压应力，可以采用半桥式变换电路，它是离线式开关电源较好的拓扑结构。电容器C、C与开关晶体管VT、121VT组成半桥式变换电路，如图1-7所示。桥的对角线接高频变压器2TR的一次绕组。如果C=C，当电源V接通后，某一只开关晶体管12in导通，绕组上的电压只有电源电压V的一半。在稳定的条件下，VTin1导通，C上的电压V/2加在变压器的一次绕组上。由于一次绕组电1in感和漏感的作用，电流继续流入一次绕组黑点标示端。如果变压器一次绕组漏感存储的电能足够大，二极管VD导通，钳位电压进一步变6负。在VD导通的过程中，反激能量对C进行充电。连接点A的电压62在阻尼电阻的作用下，以振荡形式最后回到中间值。如果这时VT的2基极有触发脉冲，则VT导通，一次绕组黑点标示电压变负，I电流2P加上磁化电流流经一次绕组和VT，然后重复前面的过程。不同的是2I变换了方向。二极管VD对晶体管VT的导通钳位，反激能量再对P51电容C进行充电。1图1-7 半桥式变换电路
二次电路的工作过程如下：当VT导通时，变压器二次绕组电压1V使VD导通，这与正激式变换电路的工作相同。当VT截止时，两S11个绕组的电压都下降。在二次电感L的反激下，储能继续向负载R提L供电能。当变压器二次绕组电压下降到零时，二极管VD起着续流作2用，二次电压V下降到零。在稳定的条件下，晶体管处于导通期S间，通过L的电流增加；当晶体管关断截止时，L上的电流减小，这期间它的平均值等于输出电流I。输出电压为o
由上式可知，通过控制占空比D，在电源电压V和负载电流I发ino生变化时，可以保持输出电压V不变。o
半桥式变换电路要求VT、VT具有相同的开关特性，但是，即12使是在相同的基极脉冲宽度的作用下，也很难保证两只晶体管导通和截止的时间相同。如果用这种不平衡的波形驱动变压器，将会产生偏磁现象，其结果将导致磁心产生磁饱和，从而降低了效率，严重时将导致晶体管烧毁。解决的办法是在一次侧加一只电容C。4
6.桥式变换电路
桥式变换电路由4只开关晶体管组成，与前面介绍的半桥式变换电路相比，多了两只晶体管，如图1-8所示。在一个电子开关周期中，4只晶体管中每一条对角线上的两只管子为一组。它们的“开”和“关”与占空比有关。当给VT、VT以等量触发脉冲时，两只晶体管13同时导通，等到触发脉冲消失后，两只晶体管又同时截止。电源电压经VT流入变压器一次绕组N，并经VT到电源负极。在这一过程中，1P3变压器一次电流I逐渐升高。这时，变压器的二次侧得到感应电压，P使整流二极管VD的电压上升，VD的电压下降。这一变化的快慢是12由二次绕组N的漏感及二极管VD、VD的性能决定的。如果输出大S12电流、低电压时，工作频率的影响更大。由于变压器一次电能的增加，二次绕组的感应电流也跟着上升，二极管VD慢慢进入反向偏置状态，2二极管VD却进入正向导通，电感L的电压紧跟着上升。L上的电感在1反向电动势的作用下，对变压器的一次绕组进行“磁化”，“磁化”的结果是使VT、VT截止。VT、VT在电压V的作用下趋向导通，1324in又开始了新一轮的“开”“关”工作循环。桥式变换电路和正激式变换电路的输出电压相同。图1-8 桥式变换电路
7.推挽式变换电路
在驱动脉冲的作用下，VT、VT交替导通、截止，如图1-9所示。12当VT导通时，电源电压V加到变压器一次绕组N上，VT的集电极1in1b2通过变压器耦合作用承受2V的电压。二次绕组N的上端为正。电in2a流I经VD整流和C滤波后送到负载R上。一次电流I是负载电流折D11LC1算到一次电流与一次电感磁化电流之和。VT导通时的一次电流随时1间增加而增加，导通时间由驱动脉冲的宽度而定。VT截止是一次绕1组储能和漏感共同作用的结果。VT的集电极电压上升，通过变压器1绕组N、N的耦合，VT的集电极电压下降。当VT的集电极电压1a1b22下降到零时，N所存储的电能反馈到电源V中去。在反馈时，也反1ain激到二次侧，使VD导通，将电能送到负载上。在运行中，如果2VT、VT都处于截止状态，那么这段时间称为死区时间。在此期12间，扼流圈L有一段保持电流的时间，这时电流流向负载。二次侧的1两个绕组和两只整流二极管形成一个完整的回路。推挽式隔离变换电路与其他形式的变换电路基本相同，但与正激式变换电路不同的是，它用两只管子进行推挽，变压器采用中心抽头连接，二次侧也是两相半波整流。因此，它相当于两个正激式变换电路工作的形式。这类变换电路比较复杂，尤其是变压器的一次和二次侧都需要两个绕组，但是它的利用率较高，效率高，输出纹波电压小，适合用于百瓦级至千瓦级的开关电源中。图1-9 推挽式变换电路
推挽式变换电路由于使用两只晶体管，有时也会出现偏磁现象，出现这一现象是由两只开关晶体管的存储时间和开关时间的差异所致。加在变压器上的正、负电压的持续时间不同，经过几个周期的积累，就会出现单绕组励磁饱和现象和所谓的偏磁现象。在选用晶体管时，尽量使两只晶体管的技术参数保持一致。其次，在设计时，它的工作频率应小于100kHz。
8.RCC变换电路
RCC变换电路是节流式阻尼变换电路，是一种自激式振荡电路，它的工作频率随着输入电压的高低和输出电流的大小而变化，因此在高功率、大电流场合，它的工作不很稳定，只适用于50W以下的小功率场合。但其结构简单，成本低，制作、调试容易，因此，有一定的应用价值。它的工作原理是这样的（见图1-10）：当晶体管VT截止时，变压器一次侧所积蓄的电能耦合到二次绕组N，如果N上端22为正，则二极管VD导通，流过VD的电流I经C滤波后向负载R供DL电。变压器一次绕组N的蓄能逐渐减小，电源电压V通过绕组N和1inb电阻R不停地反向供电，再加上N受二次漏感的影响和N的反向激Bb2励作用，使R上的电压快速建立，建立的结果是VT由导通变为饱B和。图中I与I是两个相反的锯齿波电流，V和V是两个相位差为CD12180°的矩形脉冲电压。图1-10 RCC变换电路
1.2 开关电源设计要求和原则
1.2.1 反激式电路设计要求和原则
所谓反激式是变压器里的励磁方向与变压器外的励磁方向在外围元器件的作用下方向相反；而且，变压器的一次绕组与二次绕组的起点上下不同，它的基本电路如图1-11所示。反激式变换电源的转换效率高，能提供多路输出，而且电路较为简单，如果附加上控制电路，就能实现高效、低耗、输出稳定的高等电源。
在反激式变换电路设计中，如果要求电源的调整率较高时，可在二次电路输出采用稳定性好、线性度高的复合式光电反馈集电器；如果要求输出电压不高、输出电流在1A左右，则可采用标准三端稳压块调节负反馈电流，进行脉宽调整输出，也是合适的。图1-11 反激式变换电路
设计反激式变换电路，一般有两种工作方式：一种是完全能量变换方式，即电感电流不连续传输，就是在电能变换过程中，高频变压器的一次绕组在储能周期（t），变压器所存储的所有能量在反激周on期（t），全部运送到输出端，这为变换降低损耗、防止出现磁饱和off起到很好的作用；另一种是“不完全能量变换”，即电感电流连续传输，存储在变压器中的能量，高频变压器的一次绕组在储能周期（t），部分电能保留到下一个储能周期（t）。这两种工作方式的onon小信号传递函数是不同的，在设计电路时动态分析要采取不同的方式，其目的要求两种能量变换方式都能使电源稳定工作，但如果在同一种电路实现两种能量变换方式，在设计上很难达到。如果开关电源在脉宽调制变换中，引用电流模式控制，这可以减少控制电路所遇到的各种问题，尤其是对完全能量变换所出现的问题，但要求控制电路降低瞬态响应速度，这又给动态负载变动使输出稳定带来麻烦。
反激式变换电路设计对于多路输出要求满足小于6%的稳定度，有一定的难度，但只要对多路输出的各路反馈参数进行精确计算，设计好瞬态响应时间，是可以解决的。
设计中还要注意加载的过程、负载特征及各负载同步情况变化，否则电路将会产生共模或差模各种干扰。若有电磁干扰，设计工程师必须采用屏蔽、滤波等方法加以消除。另外，还可以通过同步或移相时钟系统来减少低频内部调制干扰的信号频率。对高频变压器的设计是整个电源设计的重中之重，其设计方法和设计原则必须十分小心：
第一，高频变压器的一次绕组与二次绕组的匝数比，应严格按计算结果进行绕制，使输入最高电压V降到最低电压V时，输出imaximin电压V仍在用户所要求的变化范围之内，否则将重新改变反馈控制o系数，或重新设计瞬态响应频率。
第二，电源在输入电压升至最高（V）、占空比进入最大imax（D）运行期间，这时变压器磁心的磁感应强度也运行在临界值之max内，绝不允许变压器磁心出现磁饱和，否则将重新选择磁心或者重新设计变压器，更不允许变压器一次绕组爆裂。
第三，当电源负载加到最大，变压器的温度在国际标准规定值范围之内，负载加大到额定负载的1.3倍时，5min之内，变压器温度不得超过105℃，否则将影响电源的安全稳定。
第四，评判电源的损耗低的一个重要标准是铜损和铁损相近，变压器的一次侧和二次侧损耗相等，漏感降到最小，最简单的测试是用手摸变压器不感到烫手（断开电源），听不见变压器有任何的“吱吱”声。特别要求反激式变换电路的电感伏秒值相等。有
式中，，n为二次绕组匝数N与一次绕组匝数N之比。SP
式中，V为变压器一次绕组匝数最低电压；V为变压器P（min）DF二次侧整流二极管压降；V为二次侧滤波电感压降；V为开LDS（on）关管导通电压。
变压器一次绕组加进最高电压V时，若占空比最大（即P（max）导通时间为t时），要保证磁心不出现饱和，这时的磁心磁感on（max）应强度要在-B～+B变化有足够宽的范围，否则出现磁饱和。宽范WW围磁感应强度在磁心截面积上的磁通Φ为
Φ=A（B-B）eWr
式中，B为铁心工作磁感应强度；B为剩余磁磁感应强度；AWre为磁心中心柱截面积。变压器一次绕组匝数模拟计算公式为
式中，B与多种因素相关，也难用仪器仪表测定，而且数量级不r是很大，一般情况下可忽略。多路输出电路的高频变压器一次绕组所需的匝数为
式中，K为电路输出的组数，不同的组数K值不同，K一般为1ggg～4。
变压器的铜损与其一次绕组直流电阻R有关：DC2
式中，ρ为电阻率，单位为；A为磁心窗口面积，单位为mm；Pl为一次绕组导线的长度，单位为m；K为绕组面积占有率。
设计反激式连续开关电源时，它的输出电压是由峰值开关电流控制的，部分输出电压分流给了误差放大器，而误差放大器的输出电压与开关管理的斜坡电流成一定比例，开关管在导通时存在导通压降，它的计算如下：
MOSFET的导通压降是计算高频变压器的一项重要参数，我们选用MOSFET时，它的导通电阻越小越好，因为它决定开关管的开关速度、发热量，直接影响整个电源的效率。
在反激式变换中，如果调整率要求较高时，可在高频变压器二次绕组采用线性集成稳压器，即TL431。如果输出电流不大，可采用标准三端稳压线性调节器。反激式变换输出纹波电压较高，解决的办法是二次整流二极管上面增加一小型LC噪声滤波器，其次增加输出滤波电容的容量。反激式电路如果采用了不完全能量传递方式，会出现直流分量，这时需要增加磁心气隙，从而使变压器增强传递电能的能力。也可以把磁心的磁感应强度ΔB稍取小一点，ΔB的降低，会引起磁损耗的下降。
1.2.2 正激式电源设计要求和原则
正激式变换电路与反激式变换电路的最大差别是高频变压器的一次与二次绕组的起点相反，这样变压器内外的励磁电压的方向相同。当开关管VT关断时，二次绕组的续流二极管VD和储能元件L构成放2能面，向负载R供应电能。特别指出的是，反激式变换电路对储能L元件L没有那么重要。如图1-12所示，当开关晶体管VT导通时，二次绕组上的储能电感L的电流线性增加，有。图1-12 正激式单晶体管变换电路
当开关晶体管VT关断时，在二次绕组的反激作用下，电感L上的电压反向，使VD导通，构成续流回路，电感L上的电流i向负载R供2LL电，使i逐渐减少，有。L
正激式变换电路输出电压的大小决定于高频变压器的匝数比和开关电路的占空比D，这与反激式变换电路一样，只是工作频率和占空比的设计值要小一点。一次绕组的匝数比反激式多一点。
上式表明，当变压器二次电压V发生变动时，要保持输出电压SV不变，只有改变占空比D，这就是开关电源脉宽调制的原理。o
从图1-12看出，滤波电感L在正激式变换电路里它的主要作用是储能，其电感量的大小由最低负载电流决定，它也分电流连续和不连续两种工作方式。只要输出电流保持不变，并保持输出电流波形的斜率，不因负载的变化而改变。一般负载电流I等于流经电感峰值电LC流的一半，即
当输出电流I小于负载电流I时，电感上的电流i就进入电流不oLCL连续方式，否则，为连续方式。如果要使输出电流达到稳定，而输入电压（或V）有变动，就必须调整占空比来使输出电流I稳定，所以So说，占空比D对正激式变换电路是重要的。
电感L对正激式多路电压输出时，选用值比设计值要大，这是因为输出电流在闭环上运行，由于多路输出，反馈电流分流，占空比的调节难以平衡负载电流的需求，就会出现各支路电流下降。但是电感值太大，将导致损耗加大，电源效率下降，同时还会出现负载变化率加大等不良现象。
多路输出的所有二次绕组，必须遵循各绕组的正、反向伏秒值相等原则，各绕组不因某一组或几组负载加大影响设计输出电压稳定。同样，负载为零时，各路输出电压也不能发生变动。有公式为证：
因为，，也可写为V=nVD。oS
为满足上式，根据V、t两参数变量，并考虑二S（min）on（max）次侧整流二极管压降V代入得到DF
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