作者：魏学业、汪政、马荣全 编著
出版社：化学工业出版社
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开关电源设计全实例精解试读：
基础篇
和实例篇两大篇。其中，基础篇主要介绍了开关电源的特点及分类、拓扑结构及工作原理、变压器的设计等；实例篇中从AC/DC、DC/DC、恒流源（以LED为应用实例）和数字电源四个方面给出丰富的设计实例，读者可从相关实例中举一反三。本书实例丰富，内容实用，适合从事开关电源设计、维修的电子技术人员阅读使用，同时也可用作高等院校电子技术等相关专业的教材及参考书。书名：开关电源设计全实例精解作者：魏学业，汪政，马荣全编著CIP号：第070891号ISBN：978-7-122-26728-3责任编辑：耍利娜出版发行：化学工业出版社（北京市东城区青年湖南街13号 100011）购书咨询：010-64518888售后服务：010-64518899网址：http://www.cip.com.cn版权所有 违者必究前言电源是人们必需的设备之一，从家用电器、办公设备到工业自动化系统都离不开电源，电源的设计与电源的理论相互并存、共同发展。电路理论、电子技术、集成技术以及电力电子技术的发展，促使了晶体管——三极管和二极管的诞生，由此设计出了以晶体管为核心的稳压电源，其基本的拓扑结构是将多余的电压降压到晶体管上，也就产生了线性稳压电源。虽然其体积庞大、效率不高，但其结构简单，满足了当时人们的需要。科技的发展，对电源提出了更高的要求，这就要求人们设计出体积更小、效率更高的电源，从而促使了电子技术的前进。电子技术的发展，产生了新的电源拓扑结构，推动了一种前所未有的电源——开关电源的诞生。开关电源以其体积小、效率高、稳定性优越等，得到了广泛的应用，为科技的发展起到了举足轻重的作用。设计一个新的开关电源，需要掌握其基本的理论与技术。开关电源中，拓扑结构、变压器、脉宽调制、开关管，以及前期的仿真等是其重要的设计基础。针对此要求，本书着重给出一些设计实例，诚期读者从实例中悟出设计的方法，起到抛砖引玉的效果。本书的前半部分主要介绍了开关电源的分类、拓扑结构、变压器的设计和电源的仿真软件。理论是设计的基础，在于明确设计的理念，实现完善的设计，但不能只停留在理论阶段，只有应用到社会实践中，才能发挥其作用。因此本书的后半部分从应用的角度进行介绍。在开关电源的应用中，从输入端来看主要有直流变直流（DC/DC）、交流变直流（AC/DC），从输出端来看主要有恒压输出、恒流输出。为此本书从AC/DC、DC/DC、恒流源（以LED为应用实例）和数字电源四个方面给出设计实例，以期给设计人员带来设计灵感，从相关实例中进行改进设计。电源设计需要下工夫修炼，希望广大读者通过阅读本书，多读书中的基本技术和经典实例，掌握电源设计的内涵，在模仿设计的基础上，达到创新设计电源的目的。本书由魏学业、汪政、马荣全编著，此外胡良、马建光、马晓霆、王培、杜永博、郭焱、张欧、杨文燕、严曙馨、冯浩、沈庆发等也为本书的编写提供了许多帮助。由于编者水平有限，书中不当之处在所难免，恳请广大读者批评指正。编著者基础篇
1 开关电源的特点与分类
1.1 线性、开关电源的特点
线性电源（Switching Mode Power Supply）首先通过工频变压器降压，再用整流桥整流，之后利用功率半导体器件工作在线性放大状态，通过调节调整管的线性阻抗来达到调节输出电压的目的。其优点是稳定度高、可靠性好、无电磁干扰、纹波系数小、设计简单、维修方便、抗雷击性能好、成本低；其缺点是调整管损耗大、工频变压器体积大、笨重、输入范围窄、效率低。
开关电源是利用功率半导体器件的饱和区，通过调整其开通时间或频率来达到调节输出电压的目的。其优点是功率电子器件损耗小、高频变压器体积小、重量轻、效率高、输入范围宽；其缺点是电磁干扰大、纹波系数大、设计复杂、维修不方便、抗雷击和浪涌能力较差、成本高。
目前，在小功率的电源中还存在一些线性电源，但在中、大功率的电源中，线性电源已经被开关电源所取代。随着控制芯片频率的提高和功能的增多，高速和低功耗功率开关管的研制成功，开关电源是未来电源主要的发展方向。
1.2 开关电源的电路类型
开关电源主要由三部分组成：PWM控制模块、开关管（BJT、MOSFET、IGBT等）和滤波器（电感、电容）。隔离开关电源还包括隔离变压器。当然还要考虑EMI（Electro Magnetic Interference，即电磁干扰）、PFC（Power Factor Correction，即功率因数校正）的设计。（1） 按隔离、非隔离分类
开关电源可以分为非隔离型和隔离型。非隔离型开关电源也就是无变压器的开关电源，主要分为降压电路（BUCK）型、升压电路（BOOST）型、升降压电路（BUCK-BOOST）型、CUK电路型、SPEIC电路型、ZETA电路型；隔离型开关电源也就是有高频变压器的开关电源，主要分为单管（双管）正激（FORWARD）电路型、反激（FLYBACK）电路型、半桥（HALF-BRIDGE）电路型、全桥（FULL-BRIDGE）电路型、推挽（PUSH-PULL）电路型。（2）按输入和输出分类
可以分为以下几类。
① AC-DC，即交流-直流：把交流输入变换成直流输出，如一次电源；
② DC-DC，即直流-直流：把直流输入变换成另一种电压（电流）输出的直流输出或为隔离目的而进行的设计，如二次电源；
③ DC-AC，即直流-交流：把直流输入变换成交流输出，如逆变器电源；
④ AC-AC，即交流-交流：把交流输入变换成交流输出，如UPS电源。（3）按电路的组成分类
可分为有谐振型和非谐振型。带软开关控制电路的为（准）谐振型，如LLC型开关电源就是准谐振型；其他为非谐振型，如BUCK、BOOST开关电源等。（4）按控制方式分类
① 脉冲宽度调制（PWM）式，是指控制开关管的导通周期是固定不变的，通过改变脉冲的宽度来调节占空比，使输出电压（或电流）改变。
PWM型开关电源具有下列优势。
a.体积小、重量轻：这是因为高频变压器相对工频变压器来说更加轻巧，所以体积变小、重量也大大减轻了。
b.效率高：由于开关管处于开关状态，而其导通电阻极小，消耗在开关管上的功率很小，所以其效率较高。
c.适应性强：由于开关管只工作于导通和断开两种状态，而脉冲宽度的调节范围，理论上可达0～100%之间，由此可见其适应输入电压的范围宽、输出电压的范围大。
d.可防止过高电压的损害：当由于电压过高而使开关管被击穿烧坏时，主回路就停止工作，也就不会有电压输出；当控制电路发生故障而引起输出电压上升时，过电压保护电路将在电压上升到高电压阈值电平时使主回路停止工作，同样不会有电压输出。
e.当输入电压突然断电时，输出电压会继续保持一段时间。由于输入电压比较高，电容储存了很大的电能，再加上它的输出电压必须保持在额定值，保持时间一般可达20ms以上，这就便于实现信息的保护。
f.输出电压越低，那么输出电流就会越大：设计开关电源时，其功率是有一定要求的，由于电流与电压的乘积保持不变，所以输出低电压，就会输出大电流，这为恒流源的设计带来了思路。
② 脉冲频率调制（PFM）式，是指通过改变开关管的导通周期，而脉冲的宽度是固定的，即占空比是不变的，从而使输出电压（或电流）改变。
它不仅具有PWM的优点，而且因为开关时间可以在很宽的范围里发生改变，理论上可在0～∞之间变化，因此其输出电压的可调范围很大，但其滤波电路要适应较宽的频段。
③ PWM与PFM混合式。混合调制方式是脉冲宽度和开关频率均变化，两者都可以改变的方式，它是PWM和PFM两种方式相结合。开关管的导通时间和开关的周期都相对地发生改变，在频率变化很小的情况下，利用占空比的变化就可以输出电压的变化范围很大。
1.3 开关电源的工作模式
开关电源的工作模式主要有三种：连续工作模式、断续工作模式和临界工作模式。
连续工作模式即电路中的电流连续不断（Continuous Current Mode，简写为CCM），例如BUCK电路，其电感电流永远大于零；断续工作模式即电路中的电流有时没有（Discontinuous Current Mode，简写为DCM），例如对于BUCK电路，其电感电流会在一段时间内为零；临界工作模式即电路中的电流减小到零后，电流就开始增加（Critical Current Mode，简写为CRCM），例如对于BUCK电路，其电感电流在放电为零的瞬间便进入充电状态。
三种方式各有优缺点。例如CCM的纹波小，但效率低；而DCM的纹波大，但效率高；CRCM的纹波和效率介于CCM和DCM之间。在设计电源时，需要根据设计要求、成本、外围电路以及安装空间等，进行综合考虑。
1.4 零电压开关（ZVS）和零电流开关（ZCS）方式
PWM功率变换技术淘汰了庞大笨重的工频变压器，减小了变压器的体积和重量，提高了电源的功率密度和整体效率，减小了电源的体积和重量。但是，随着设备功能的增加，供电电源功率和输出路数也将增加，势必要求开关电源的功率密度更大、效率更高，且体积更小、重量更轻、可靠性和稳定性更高，这便迫使在变换器的工作频率不断提高的同时，拓扑结构和开关思想方面要有所突破。因此，仍使用硬开关技术一定会碰到以下几个难题：
① 开关损耗大：当开关管导通的瞬间，开关管两侧存在电压，而导通的瞬间电流很大；当开关管截止的瞬间，开关管两侧还有电流通过，且开关管两侧存在电压。根据功耗的定义，不管开关管导通还是截止的瞬间，均有一定的开关损耗，且随着开关频率的增加而增加。
② 开关管所受应力大：开关管截止瞬间，电路中的感性元件上仍有电流，因而会产生一个反电动势，这是一个幅值比较大的尖峰电压；同理，当开关管导通的瞬间，电路中的容性元件上仍有电压，因而会出现充电电流，这是一个幅值比较高的尖峰电流。尖峰电压与尖峰电流都会对开关管造成不小的危害，而且频率越高，尖峰电流与尖峰电压越大，这会使开关管受很大的反向应力而损坏。
③ EMI大：随着工作频率的增加，电磁干扰（EMI）会变得更加严重，这会对开关电源自身以及周围的电子设备造成严重的影响。
因此，若能在开关管导通的瞬间使电压为零，在关断的瞬间使电流为零，即可实现开关管的零损耗。那么就可以设想下面的两个开关过程。（1）零电流开关（Zero Current Switching，简称ZCS）
开关管理想的关断过程是先使电流降为零，再使开关管截止，之后电压再缓慢地上升到瞬态值，关断损耗近似为零。因为开关管截止之前，电流已经下降到零，这便解决了感性元件关断时的尖峰电压问题。（2）零电压开关（Zero Voltage Switching，简称ZVS）
开关管理想的导通过程是先使电压降到零，再使开关管导通，之后电流再缓慢上升到瞬态值，导通损耗近似为零。开关管导通的瞬间，其结电容上的电压为零，从而解决了容性元件导通时的尖峰电流问题。
这种开关技术，相对于硬开关技术，称作软开关技术。软开关技术的使用，从理论上来讲可使开关的损耗接近于零，进而使开关频率进一步提高，从而使变换器的工作效率得到提高，其功率密度更大、体积更小、重量也进一步减轻，在一定程度上提高了可靠性和稳定性，并且可以有效地减少电磁污染。
虽然软开关技术相对于硬开关技术有更大的优越性，但其控制电路和控制算法更加复杂，需要采用谐振技术或准谐振技术才能实现ZVS和ZCS。采用谐振极型零电压零电流软开关技术旨在消除功率器件的开关损耗，但实际上在软开关谐振换流过程中会引入多次额外的二极管反向恢复过程，产生额外的损耗。由于软开关换流过程中的特殊性，采用一般的方法难以对反向恢复过程中的损耗进行评估和计算，给ZVZCT软开关设计带来了一定的困难。
2 开关电源的拓扑结构
这里主要介绍非隔离型开关电路的基本电路——降压、升压和升/降压电路，隔离型开关电源的基本电路——单端正激电路、单端反激电路、推挽电路、半桥电路和全桥电路的基本工作原理。
2.1 BUCK变换器的基本原理
BUCK电路是一种DC-DC的基本拓扑，用于直流到直流的降压变换，其基本原理如图2-1所示。图2-1 BUCK电路原理图
当开关S接位置1时，等效电路如图2-2（a）所示；当开关S接位置2时，等效电路如图2-2（b）所示。图2-2 BUCK开关在不同位置时的等效电路图
由图2-2（a）可列出关系式：V=V-V；I=I-V/RLgCL
由图2-2（b）可列出关系式：V=-V；I=I-V/RLCL
根据电感的伏秒平衡关系得：D（V-V）+（1-D）（-V）=0g
即V=DV，其中D是开关在位置1时的占空比。由于占空比小于1，g因此BUCK电路的输出电压小于其输入电压。
根据电容的安秒平衡关系得：D（I-V/R）+（1-D）（I-V/R）=0LL
即I=V/R。说明流过电感的电流与占空比无关，其值等于输出电L流。
2.2 BOOST变换器的基本原理
BOOST电路也是一种DC-DC基本拓扑，用于直流到直流的升压变换，其基本原理如图2-3所示。当开关S接位置1时，等效电路如图2-4 （a）所示；当开关S接位置2时，等效电路如图2-4 （b）所示。图2-3 BOOST电路原理图图2-4 BOOST开关在不同位置时的等效电路图
由图2-4（a）可列出关系式：V=V；I=-V/RLgC
由图2-4（b）可列出关系式：V=V-V；I=I-V/RLgCL
根据电感的伏秒平衡关系得：DV+（1-D）（V-V）=0gg
即V=V/（1-D），由于占空比小于1，因此BOOST电路的输出电g压大于其输入电压。
根据电容的安秒平衡关系得：D（-V/R）+（1-D）（I-V/R）=0L
即I=（V/R）/（1-D）=I/（1-D）。其中I表示流过负载的输出LOO电流。该式表明，流过电感的电流大于输出电流。
2.3 BUCK/BOOST变换器的基本原理
BUCK-BOOST电路是另一种DC-DC基本拓扑，用于直流到直流的升压或降压变换，其输出电压极性与输入电压极性相反，其基本原理如图2-5所示。图2-5 BUCK-BOOST电路原理图
当开关S接位置1时，等效电路如图2-6（a）所示；当开关S接位置2时，等效电路如图2-6 （b）所示。图2-6 BUCK-BOOST开关在不同位置时的等效电路图
由图2-6（a）可列出关系式：V=V；I=-V/RLgC
由图2-6（b）可列出关系式：V=V；I=-I-V/RLCL
根据电感的伏秒平衡关系得：DV+（1-D）V=0g
即：V=-DV/（1-D）g
当占空比小于0.5，输出电压小于输入电压；当占空比大于0.5，输出电压大于输入电压。负号代表输出电压反向。
根据电容的安秒平衡关系得：D（-V/R）+（1-D）（-I-V/R）=0L
即：I=-（V/R）/（1-D）=-I/（1-D）LO
该式表明，流过电感的电流大于输出电流。
2.4 反激变换器的基本原理
反激（FlyBack）型开关电源是使用反激高频变压器隔离输入输出的开关电源，与之对应的是正激开关电源。基本电路如图2-7所示。图2-7 单端反激开关电路
在反激变换器中变压器起着电感和变压器的双重作用。当变压器开关管导通时，变压器当做电感，能量转化为磁能储存能量。由于变压器的初级线圈与次级线圈同名端反向，此时二极管D承受的是反向电压，所以负载中无电流流过，此时变压器副边没有输出能量。相反，当开关管关断时，变压器释放能量，磁能转化为电能，输出回路中有电流。反激式开关电源中输出变压器同时充当储能电感，减小了整个电源的体积，所以得到广泛应用。
反激式开关电源所用元器件少、电路简单、成本较低，可同时输出多路相隔离的电压；但由于开关管承受电压高、输出变压器利用率低，故不适合做大功率开关电源，其输出功率一般为20～100W。
当开关管关断时，由于变压器漏感储能的电流突变产生很高的关断电压尖峰；开关管导通时电感电流变化率大，产生电流尖峰，在CCM模式整流二极管反向恢复引起开关管高的电流尖峰。因此，需要用钳位电路来限制反激变换器开关管的开关电压、电流应力。
目前反激变换器的钳位电路主要有：有损RCD钳位电路，双晶体管双二极管钳位电路，LCD钳位电路和有源钳位电路。
RCD钳位电路分为加在变压器原边和加在开关管两端两种，基本电路如图2-8和图2-9所示。这钳位电路拓扑结构简单，易于实现，但在钳位电阻R上有能量损耗，影响变换器效率。图2-8 变压器原边RCD钳位电路图2-9 开关管两端RCD钳位电路
双晶体管双二极管钳位电路没有因电阻引起的电能损耗且能够将能量回馈到电源中去，但由于增加二极管和MOS开关管使电路结构变得复杂，成本较高。如图2-10所示。图2-10 双晶体管双二极管钳位电路
LCD钳位电路只需要两只钳位二极管、一个钳位电感和一个钳位电容组成，电路中不存在MOS管和电阻，电路结构简单易于实现，变压器漏感能回馈到电源中。同时由于钳位元件谐振时电流尖峰较大，所有的二极管都属于硬开关，存在开通损耗，一般在开关频率低的场合才能够保持高效率。如图2-11所示。图2-11 LCD钳位电路
有源钳位电路能够克服无源钳位电路转换效率低的问题。采用有源钳位电路的反激变换器能在主开关管关断期间，由钳位电容上的电压将主开关管两端的电压钳位，利用钳位电容和主开关管寄生电容和漏感进行谐振，提供主开关管零电压开通的条件，进而减小开关损耗。而且有源钳位反激变换器能够提高开关电源工作频率，缩小体积重量，提高变换器功率密度。有源钳位电路可分为低边有源钳位电路和高边有源钳位电路，如图2-12和图2-13所示。图2-12 低边有源钳位电路图2-13 高边有源钳位电路
低边有源钳位电路与高边有源钳位电路所要求的驱动电路不同。低边有源钳位电路MOS管驱动信号可以跟主开关管驱动信号共地，驱动电路相对简单可靠易实现。高边有源钳位电路MOS管和主开关管不能共地，驱动信号需要通过变压器或者光耦实现隔离，驱动电路相对复杂。
2.5 正激变换器的基本原理
正激型变换器是开关电源电路中最简单的DC/DC变换器，它是由降压型Buck电路加隔离变压器演变而来的，具有降压变换器的基本特性，即在输入电压最小和负载最大时，开关占空比D最大。随着输入电压的增加，变压器原边开关管的占空比D会变小。变压器的使用不仅实现了电源侧与负载侧电气隔离的作用，也可根据变压器匝数灵活设计输出电压，同时还可以实现多路输出。单管正激变换器具有拓扑结构简单、控制方便、性价比高等优点，在中小功率变换器中得到了广泛的应用。其基本电路如图2-14所示，其拓扑结构与反激型的结构类似，但工作原理不同。正激变换器的变压器工作在磁化曲线的第一象限，容易引起铁芯饱和，所以要通过附加电路在每个开关周期必须复位，以保持伏秒平衡和防止磁饱和及避免开关器件损坏。而常见的磁复位方法有复位绕组复位、RCD复位及有源钳位复位等。图2-14 单管正激电路
复位绕组复位法的优点是技术成熟可靠，变压器磁化能量和部分漏感能量可以回馈到电源中，同时由于增加的复位绕组使得变压器结构复杂，开关管关断时变压器漏感引起的电压尖峰需要RC缓冲电路来抑制。
RCD钳位复位法与复位绕组法相比具有电路简单、占空比可大于0.5的特点，适用于较宽范围变化的输入电压场合。但是变压器的部分能量要消耗在钳位电阻中，所以电路具有成本低、转换效率不高的特点。
有源钳位电路则可以降低电路损耗和开关管电压应力，适用于宽电压输出的场合，同时可采用低电压功率的MOS管和二极管。
双管正激电路变换器，其功率可以做得更高一点。其基本电路如图2-15所示。虽然正激电路变压器不像反激式电路要开气隙，但需要对变压器进行磁复位。单端正激式变换器主要适用于输出功率在100～200W之间的开关电源。图2-15 双管正激电路
2.6 推挽式变换器的基本原理
推挽型功率变换器电路原理图，如图2-16所示，是开关电源设计中基础拓扑结构之一。图2-16 电流型推挽全桥变换器电路
推挽电路就是两个不同极性晶体管的输出电路。推挽电路采用两个参数相同的功率BJT管或MOS管，以推挽方式存在于电路中，各负责正负半周期波形的导通任务。电路工作时，两只对称的功率开关管每次只有一个导通，所以导通损耗小、效率高。推挽式变换器既可以向负载输出功率，也可以从负载吸取功率。
如果输出级有两个MOS管，始终处于一个导通、一个截止的状态，也就是两个MOS管推挽相连，这样的电路称为推挽式电路或图腾柱（Totem-pole）输出电路。推挽变换器有两个管在交替导通，以此达到比单管工作电路高的输出功率，由于初级线圈的中心抽头接在输入电源的正极，这样当一边MOS管导通时，另外一边的MOS管要承受耐压为两倍的电源电压，这对开关管的要求较高，所以一般用在DC/DC电源中。推挽电路一般用在中型功率电路上，变压器双向激励且效率高，但容易出现磁偏现象。推挽式变换电路的功率比正激电路大一些，但存在开关管“直通”的危险。
工作时两个功率开关管V、V交替导通或截止。当V和V分别1212导通时，W和W有相应的电流流过，这时变换器次级将有功率输出。12当V导通，V截止时，V集-射两端承受的电压为2V，而在V、V122in12都处于截止时，它们所承受的电压为输入直流电压V。in
将隔离式变压器的初级与次级都改为从中间抽头的方式，并且使初级的一半为单端正激式的初级电路，另外一半同样。由电路中初级绕组的电流方向可知，磁场的方向不是固定的。变压器的初级中每个绕组都串联了一个二极管，并且二极管D和D与初级的开关管相位12同步，这样就可以实现初级不间断地向负载供电。但是由于其初级电路运用了两个开关管，磁芯中的磁通在双向上不停地来回变动，虽然它的功率处理能力有所提升，但是它不是很稳定，容易造成开关管的损坏。因此，推挽式变压器很少应用，使用的比较多的是它的变型：半桥型变换器以及全桥型变换器。后两者的次级电路结构与前者的相同，只是初级电路做了优化设计，从而使其稳定性、可靠性大大提高。
2.7 电流型半桥变换器的基本原理
半桥和全桥开关变换器拓扑开关管的稳态关断电压等于直流输入电压，而不是像推挽、单端正激或交错正激拓扑那样为输入的两倍。所有桥式拓扑广泛应用于直接电网的离线式变换器。
桥式变换器的另一个优点是，能将变压器初级侧的漏感尖峰电压钳位于直流母线电压，并将漏感储存的能量归还到输入母线，而不是消耗于电阻元件。
2.7.1 基本原理
电流型半桥变换器作为一种无需辅助电路的高升压比变换器，电路结构简单，且能够通过电路参数优化设计和变换器的工艺设计而实现变换器的高效率工作，是一种具有较高实用价值的电路方案。如图2-17所示。图2-17 电流型半桥变换器电路
图2-17中L 和L 为2 个Boost 电感且感值相等，T 是隔离变压121器，其电压比为1∶n，L 是变压器的漏感，i是变压器一次电流，Q rp1和Q 是变换器的2 个开关管，VD～VD 是二次侧的4 个整流二极管，214C 是输出滤波电容，U 和U 分别表示输入电压和输出电压。oino
假设所有开关管和二极管为理想器件，变压器为理想变压器T 1与漏感L 的串联，则在连续工作模式下，变换器的稳态工作波形如r图2-18所示。图中，u和u分别是2个开关管的驱动信gs（Q1）gs（Q2）号，两个信号的占空比相等而相位相错180°，i和i是Boost电感的L1L2电流波形，u和u 是开关管Q和Q 的漏源极电压波形，u是变ds1ds212p压器一次电压波形，t～t 为变换器工作过程中的主要开关时刻。由04于电感L和L的工作过程完全相似，以下根据一个电感的工作过程推12导变换器的电压传输比。图2-18 电流源半桥变换器稳态工作波形
当开关管开通时，电感两端的电压为变换器的输入电压U，因in此有 （2-1）
式中，L是L和L的电感值；ΔI是电感电流的变化量；D是开关12L管的占空比；T 是开关周期。s
当开关管关断时，电感两端的电压为变换器输出电压反映到变压器一次侧的值与输入电压之差，因此有 （2-2）
由式（2-1）和式（2-2），以及伏秒积平衡原理，不难推出变换器在连续电流模式时的输入输出传输比为 （2-3）
当变换器断续工作时，对变换器进行类似的分析，可得到如下的输入输出关系式： （2-4）
式中，I 表示输入电流。显然，断续工作时，输入输出传输比in不仅与占空比有关，还和变换器的工作功率以及Boost 电感大小有关。
由式（2-3）和式（2-4）均表明，合理设计变压器的电压比n，即可使电流源半桥变换器实现高升压比的变换要求。虽然该变换器的功率管工作在硬开关状态，影响该变换器效率的一个主要因素是变压器的漏感，合理地设计变压器的参数和结构可以有效地减小该漏感。
2.7.2 控制要求
根据电流源半桥变换器的稳态波形图可知，若变换器的控制信号不存在重叠区，会使得变压器的漏感的能量因没有流通回路而转变为开关管的电压尖峰。在变换器传递功率较大时，漏感的能量也较大，可能导致功率管损坏。所以，在正常设计变换器时，即在电流连续模式时，电流源型半桥变换器的占空比应设计为大于0.5。
然而，从式（2-4）可看出，I越小则U 越大，D越小则U越小，inoo说明为合理控制轻载输出电压，I越小，则D将越小，即变换器的占in空比会小于0.5。另一方面，在变换器的开机启动过程中，特别是进行软启动时，变换器的工作功率由小逐渐增大，变换器也会进入占空比小于0.5 的工作状态。
由此可见，电流源半桥变换器的可靠控制是其应用难点。在设计基于该变换器的电源控制方案时需要考虑以下几点：①控制电路能够保证全工作范围内两个功率管的控制信号存在交叠；②合理的启动和轻载控制策略，保证在功率管占空比大于0.5 时的输出电压稳定。
2.8 电压式半桥式变换器
电压式半桥式变换器结构如图2-19所示，它是两个功率开关器件（如MOS管）以图腾柱的形式相连接，以中间点作为输出。这种结构在PWM电机控制、DC-AC逆变、电子镇流器等场合有着广泛的应用。这种半桥结构上下两个管子由相反的信号控制，当一个功率管开通时，另一个关断，两个管子交替导通。由于开关延时的存在，当其中一个管子栅极信号变低时，它不会立刻关断，因此一个管子必须在另一个管子关断后一定时间方可开启，以防止同时开启造成的电流穿通，这个时间称为死区时间。图2-19 电压式半桥式变换器电路
该电路的工作原理是：通过一个PWM信号，使S和S交替导通，12使变压器一次侧形成幅值为V/2的交替变化的方波电压信号。改变inPWM的占空比，即改变S和S的导通时间，可以改变二次侧整流电12压平均值，从而达到改变输出电压的目的。S导通时，二极管D、13D处于导通状态；S导通时，二极管D、D处于导通状态。6245
半桥开关电路中只用两个开关管，采用两个电容分压的方式，使驱动电路得到了简化。因此半桥电路较全桥电路具有成本低，控制相对容易。但是由于半桥电路的变压器输入电压仅为输入电压源的一半，在输入电压、输出电压相同时，传递相同的功率半桥电路原边开关管承受的电流应力要比全桥电路大得多，半桥电路一般应用于中小功率（1kW以下）场合。
电路特点：①变压器磁芯为双边磁化磁芯，磁芯利用率高；②开关管承受的电压为电源电压，可在电源电压较高的场合应用；③分压电容C和C有助于消除变压器的直流偏磁；④原边存在电压短路in1in2的可能性。
2.9 全桥式变换器的基本原理
半桥式变换器中的开关管，相对于推挽式变换器它的截止电压减少了一半，但是变压器的初级绕组电压的振幅也随之减少了一半。所以若要传输同样的功率时，就必须使原边的电流加倍，从而会使流经开关管的电流同样加倍，倍增了开关管的负担。为了解决这个难题，可以用两个开关管分压来代替半桥式中的两个电容分压，这样就设计出了全桥式变换器的拓扑。同样条件下，全桥式变换器的输出功率是半桥式变换器的两倍，所以它常被使用在大功率的开关电源中，它的输出功率可达1000W。
全桥电路是大功率电源常用的电路，由四个开关管组成两个桥臂。两个桥臂分别导通激励高频功率变压器，进行能量变换，但存在开关管“直通”的危险。
全桥式交换器电路原理图如图2-20所示。由四个功率开关器件Q～Q组成，变压器T连接在四桥臂中间，相对的两只功率开关器件14Q、Q和Q、Q分别交替导通或截止，使变压器T的次级有功率输1423出。当功率开关器件Q、Q导通时，另一对Q、Q则截止，这时Q14232和Q两端承受的电压为输入电压V。3in图2-20 全桥式变换器电路原理图
全桥变换器在高频变压器初级得到高频交流方波电压，经变压器降压，再全波整流变换成直流方波，最后通过电感L、电容C组成的ff滤波器，在负载上得到平直的直流电压。
电路特点：①变压器原边一个线圈，但双边磁化，变压器利用率高；②变压器原边工作电压为输入电源电压；③存在直流偏磁问题；④原边存在电压短路的可能性。
2.10 半桥LLC谐振变换器的基本原理
前面介绍的变换器，在拓扑结构和控制方法上已经达到了极高的水平。为了进一步降低功耗，有两个思路是可行的：一是提高开关频率；二是降低开关损耗。开关管的开关频率是有极限的，所以开关频率的提高是有限制的。那么就需要在开关损耗方面进行研究，软开关技术就是减小损耗的最好方法之一，下面就开始介绍与软开关技术相关的变换器。
半桥LLC谐振型开关变换器是在传统串联或并联LC谐振变换器的基础上改良产生的一种软开关变换器。它利用谐振网络在谐振过程中，电压或电流出现周期性的过零点的现象，从而实现开关管的零电压导通（ZVS）和整流二极管零电流关断（ZCS），这时开关管在导通和整流二极管在关断时功耗都为零，这样就减少了开关损耗，提高了变换器的效率。拓扑结构中的串联电容起到隔直的作用，谐振槽路中的电流随负载变化而变化，且能达到轻载时效率较高的优点，所以半桥LLC谐振是一种比较理想的变换器拓扑结构。如图2-21所示，Q、Q12为半桥的两个开关管，串联电容C、串联电感L、并联电感L构成谐rrm振网络，D、D和C、C分别为开关管Q和Q的体二极oss1oss2oss1oss212管和寄生电容。变压器副边，整流二极管D、D组成中间抽头的全12波整流电路，整流二极管直接连接滤波电容C上构成整流滤波电o路。在LLC谐振变换器中有两个谐振频率：图2-21 半桥 LLC谐振变换器电路拓扑
这个频率为串联谐振电感和电容谐振产生的串联谐振频率。
这个频率为串联谐振电感加上并联谐振电感和串联谐振电容产生的串并联谐振频率。
当开关管的开关频率f工作在f 其过程可分为8个阶段，各个阶段的具体工作过程如下：（1）阶段1（t 从图中可以看出，在t时刻谐振电流顺时针流动，谐振电流通过0Q的体二极管流通，而不是流过Q。在Q导通之前半桥中点的点位222v已经降为零，因此Q是零电压导通。这个阶段变压器副边为D导N22通、D截止。如图2-23所示。1图2-23 工作在阶段1（2）阶段2（t 从t时刻开始谐振电流逐渐减小到零并反向增大，此时谐振电流1流过Q。在t时刻之前谐振电流始终处于励磁电流下方，这一阶段D222一直导通，变压器原边电压被钳位，励磁电感不参与谐振。如图2-24所示。
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