作者：中国电子学会微波分会
出版社：电子工业出版社
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2011年全国微波毫米波会议论文集(含CD光盘1张)试读：
内 容 简 介
本论文集集中反映了国内微波毫米波技术领域的研究动向，汇集了本领域科研工作者的最新研究成果，内容涵盖了本领域电磁场理论与数值方法、微波毫米波天线与散射、微波毫米波有源及无源电路等经典研究方向，同时也包含了微波毫米波新型材料与结构、MIMO及智能天线技术、短距离无线通信技术等近几年热门研究方向和交叉研究方向。本论文集适合高等院校电磁场与微波技术专业及其相近专业的教师和研究生、本领域的科研工作者、以及与本领域相关的设备和器件制造商参考。未经许可，不得以任何方式复制或抄袭本书的部分或全部内容。版权所有，侵权必究。图书在版编目（CIP）数据2011年全国微波毫米波会议论文集／中国电子学会微波分会主编．—北京：电子工业出版社，2011ISBN978-7-121-13532-3Ⅰ.①2…Ⅱ.①中…Ⅲ.①微波技术—学术会议—文集②极高频—微波技术—学术会议—文集Ⅳ.①TN015-53中国版本图书馆CIP数据核字（2011）第085084号责任编辑：竺南直特约编辑：郭莉印 刷：北京季蜂印刷有限公司装 订：北京季蜂印刷有限公司出版发行：电子工业出版社北京市海淀区万寿路173信箱邮编 100036开本：880×1 230 1/16印张：117.25字数：3710千字印次：2011年5月第1次印刷定价：458.00元（上、下册，附光盘1张）凡所购买电子工业出版社图书有缺损问题，请向购买书店调换。若书店售缺，请与本社发行部联系，联系及邮购电话：（010）88254888。质量投诉请发邮件至zlts@phei.com.cn，盗版侵权举报请发邮件至dbqq@phei.com.cn。服务热线：（010）88258888。会议主办单位、承办单位、协办单位及支持媒体
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八毫米波宽带三倍频器
汪 波 谢秩岚 游九洲 王正伟（九洲电器集团公司 四川绵阳621000）摘 要：本文主要对八毫米波无源三倍频器的宽带实现进行了研究。利用减高波导实现了输出频率为33GHz～50GHz 的无源三倍频器，其在整个频带内变频损耗为 18.2±2dB，带内回波损耗大于 6dB，相位噪声恶化小于10.5dB。关键词：毫米波，三倍频器，减高波导，变频损耗Eight Millimeter-wave Broad-band TriplerWang Bo Xie Zhilan You Jiuzhou Wang Zheng Wei(Jiuzhou Electric Group Co.Ltd , Mianyang Sichuan 621000)Abstract:This paper describes the design of broadband passive tripler base on eight millimeter-wave. By lower waveguide, passive tripler is achieved. The output frequency of the passive tripler is 33GHz to 50GHz. In this band, the conversion loss is 18.2±2dB, the return loss is more than 6dB, the phase noise figure deterioration is less than 10.5dB.Keywords:millimeter-wave，tripler，lower waveguide，conversion loss1 引言毫米波倍频器是毫米波技术中的一项重要内容，它可以降低毫米波设备的主振频率和扩展工作频率。同时，又把微波设备所具有的优点，如高频率稳定度及微波调制器的调制特性等扩展到毫米波波段。国内外对倍频器的研究已有报道，如采用变容二极管作毫米波倍频器，这种倍频器变频损耗较低，但只限于窄带，作为测试的仪器，宽频带是主要的指标，所以采用电阻性梁式引线肖特基势磊二极管作宽带倍频器件而获得毫米波信号源是最具有前景的方法。尽管电阻性倍频2的效率不是很高，一般不会大于 1 n （n 为谐波次数），但它能实现一到两个倍频程的带宽。Rainer Bitzer 采用梁式引线肖特基势磊二极管和由微带线、共面线、缝线构成的输出巴伦结构，在陶瓷基片上实现 6－18GHz 的宽带倍频，变频损耗为 9dB.此时输入功率为20dBm，这种体积小而廉价的倍频器，可用来产生宽待测试一起的本振信号。S.A.Maas 采用肖特基势垒二极管和利用类似于 Marchand 平面巴伦结构的输入、输出巴伦，实现了 16 到 40GHz 的二倍频器。其变频损耗为 [1][2]12dB，输出功率为 2dBm，对基波的抑制为20dBc。2 肖特基二极管反向并联对的工作原理以肖特基二极管为例，推导一下反向并联肖特基二极管的谐波特性。如图 1 是两个相同肖特基二极管反向并联的电路图。从图中可得总电流为图1 两相同肖特基二极管反向并联示意图单个肖特基势垒二极管的电流特性是两个二极管极性相反地并联在一起时，如图 2所示，这时两管的电流分别为由上式可见，由于电流 i 是奇函数，其展开式中没有偶次项。所以利用两个相同的肖特基势垒二极管反向并联可以对基波进行奇次倍频，其直接抑制了偶次谐波[1]。3 倍频器设计实现毫米波倍频器有有源倍频和无源倍频之分，无源具有低噪声的优点，且结构简单。根据不同的倍频次数，无源倍频器又有不同的连接方式，参 考文 献[1]分析了反向并联二极管对可输出不含偶次谐波的奇次倍频；反向串联二极管对可输出不含奇次谐波的偶次倍频。本论文主要是对无源毫米波三倍频的研究，因此根据无源、三倍频等要求决定了利用二极管倍频， 为了减小偶次谐波分量，因此采用了如图2所示的基本结构，以完成三次倍频。图2 毫米波三倍频基本结构图输入低通滤波器采用带状线枝节滤波器，在11GHz～17GHz，其指标是通带插损小于 1dB，带内反射大于 15dB，带外抑制大于 50dB[1]。为了满足宽带的要求，输入匹配利用渐变悬置微带。为了过渡方便，带状线滤波器和悬置微带都采用RT5880 基板。输出匹配电路和输出高通滤波器同时采用减高波导来实现，其中减高波导可以降低特性阻抗与倍频二极管的输出阻抗匹配，然而波导自身的高通特性可用作为高通滤波器[4]。其输出结构如图 3 所示。图 3 中减高波导的输出端为 BJ—400的标准波导，匹配端的波导高度为 0.5mm，宽度为5.69mm，加工时允许的误差是±0.02 mm，内表面光洁度要求▽0.8。图3 输出电路结构示意图图 3 中短路活塞起到调谐的作用，图中肖特基二极管选择了Aeroflex / Metelics公司的MGS901。该公司的 MGS 系列是 GaAs 的梁式引线肖特基势垒二极管，频率可以用到 60GHz。设计中利用的辅助软件 ADS 对模型进行谐波仿真[3]。图 4 给出了倍频器实物图.图4 倍频器实物图4 测试结果与分析倍频器的主要技术指标有带内回波损耗、变频损耗以及相噪特性。图 5 给出了无源三倍频器变频损耗和回波损耗的测试结果和仿真结果，结果表明倍频器的最大变频损耗是 20dB，最低效率为 1％；最小的变频损耗 16.5dB，最高效率是 2.2％。通过比较，倍频器的实测结果与仿真结果相当，但变频损耗在低端时，仿真结果与实测结果的差异较大，最大达到了5 dB。而回波损耗在14GHz以上，测试结果比仿真结果差5dB，最大差了10dB以上。图5 测试结果与仿真结果由于仪器的限制，该测试方法只能对倍频器输出40GHz以下的信号进行相位噪声测试。测试中选择了 11GHz、12GHz 和 13GHz 三个频率点进行测试。表 1 给出了相位噪声的测试结果，在所测频点中，最大的相位噪声恶化为 10.5dB。理3想三倍频器相噪恶化指标是20lg＝9.5。从表1看出，实测的相位噪声恶化与理想三倍频器的相位噪声恶化相当。表1 相位噪声测试结果5 结束语研制的无源宽带毫米波三倍频器变频损耗比较低，平坦度比较好，可以应用于毫米波测试仪器中。在以后的倍频器设计中，为了减小变频损耗，可在电路中加入自偏置电路或者外加直流偏置电路，这样就可以降低输入本振源作为自偏置驱动的功率。参 考 文 献[1] 王正伟.八毫米波宽带三倍频器研制[硕士学位论文].成都：电子科技大学，2007[2] E.Schlecht,G.Chattopadhyay.200,400 and 800GHz Schottky Diode “Substrateless” Multiplier: Design and Results.IEEE, 2001[3] DavidM.Klymyshyn.Active Frequency Multip -ier Design Using CAD.IEEE,2003[4] Charlotte Tripon-Canseliet,Alain Maestrin- i.Design of a Wideband 900 GHz Balanced Frequency Tripler for Radioastronomy. IEEE,2004C波段LTCC双平衡星型混频器的设计
张晓阳 陈建荣（中国空间技术研究院西安分院，西安 710100）摘要：利用低温共烧陶瓷（Low Temperature Co-fired Ceramic,简称LTCC）技术，设计了一种双平衡星型混频器。该混频器将射频巴伦和本振巴伦等无源电路埋置在多层 LTCC 基板内部，以提高电路的集成度，实现电路体积的小型化和高可靠性。本文设计的混频器在 5.775~6.575GHz 射频输入范围内，具有较低的变频损耗和很好的端口隔离度特性，可用于C波段星载接收机。关键词：星型混频器，LTCC，Marchand巴伦，卫星通信Design of C-Band Doubly Balanced Star Mixer with LTCC TechnologyZhang Xiaoyang, Chen Jianrong(China Academy of Space Technology (Xi’an), Xi’an 710100)Abstract: A C-band doubly balanced star mixer with Low Temperature Co-fired Ceramic (LTCC) technology has been designed. The mixer is realized by embedding the RF balun ,the LO balun and passives inside a multiplayer LTCC substrate for higher integration levels , compacter circuit structure and higher reliability. When the RF frequency is swept from 5.775 to 6.575 GHz, the mixer achieves a low conversion loss and very good ports isolation. The mixer can be applied to C-Band Satellite Receiver.Keywords: star mixer, LTCC, Marchand balun, satellite communications1 引言近年来，卫星通信技术的不断发展，要求卫星通信器件重量更轻、体积更小、带宽更宽和可靠性更高。而 LTCC 技术作为当今比较流行的一种电路基板技术，能够将电路中应用的各种无源器件完全掩埋在介质中，以多层电路结构形式实现，并与有源器件相结合使电路体积实现小型化和高密度化，有利于提高系统的可靠性。因此 LTCC 技术能够满足卫星通信的发展要求。作为实现卫星上行、下行变频功能的星载混频器，是星载接收机系统中必不可少的部件。它的性能和可靠性对系统影响很大，因此研究性能优良的混频器是改善星载接收机系统性能，提高星载接收机系统应用能力的重要方面。双平衡混频器具有环型和星型两种结构，与应用广泛的环型结构的双平衡混频器相比较而言，星型结构的双平衡混频器具有更宽的中频带宽、更好的端口隔[1,2]离度和对本振噪声与偶次谐波的抑制能力更强的优势 。本文即设计了一个 C波段 LTCC双平衡星型混频器，该混频器电路包含射频巴伦电路、本振巴伦电路和中频输出电路三个部分，其中中频输出电路结构简单，可从星型二极管管堆中心公共点处直接引出，而无需额外增加特殊电路结构，这也是星型混频器的一个优势。通过仿真优化，在 5.775~6.575 GHz射频输入范围内，本文介绍的 LTCC 双平衡星型混频器具有较低的变频损耗和很好的端口隔离度特性，同时该混频器尺寸3仅为21×21×1.8mm，很好地满足了 C 波段星载接收机混频器的要求。2 巴伦的设计[3]图 1 给出了巴伦的原理示意图。通过带状线耦合的两个相同的 Marchand 巴伦被连接到不平衡输入端口 1，端口 2、3 和端口 4、5 为两对平衡输出端口。每段耦合线的长度为中心频率的四分之一波长。不平衡信号由端口 1 馈入后被均分为两路分别通过两个相同的 Marchand 巴伦变为两对平衡信号由端口2、3 和端口4、5 输出，平衡信号幅度相等，相位相差180°。其中Marchand巴伦所采用的耦合线[1]的偶模阻抗与奇模阻抗的比值要在3到4 之间，以使巴伦有较好的宽带特性。图1 巴伦工作原理图2.1 射频巴伦根据上述巴伦的原理，给出了一个工作在5.575~6.775 GHz的射频巴伦。其三维结构如图2所示，其中四分之一波长传输线用弯曲传输线代替，以缩小整个巴伦的尺寸。该射频巴伦结构共有 8层，LTCC生瓷带介质材料为Ferro –A6M，介电常数为 5.9，损耗角正切为 0.0015。本结构采用了微带和带状两种传输线结构形式，其中第三层和最底部为接地层，在第三层和最底层之间的传输线形式为带状传输线，第一层为微带线的传输线结构，微带线和带状线用通孔穿过第三层接地板实现连接。信号馈入到不平衡输入端口 1，通过微带线和通孔传输到第 6 层的四分之一波长阻抗变换带状线上，然后均分为两路进入到两个相同的 Marchand 巴伦，最后通过通孔将信号能量传输到第一层，两对平衡信号分别由端口2、3和端口4、5输出。图2 射频巴伦的三维结构图3 射频巴伦的S参数曲线图 3、4 给出了射频巴伦的 S 参数曲线和带内相位差（由于巴伦是完全对称的，所以结果图中只给出一对平衡端口 2、3 为代表）。可以看出，在5.575~6.775GHz 的频率范围内，巴伦的输入端回波损耗小于-20dB，不平衡端口与平衡端口之间的传输系数 S21,S31 均大于-6.2dB，平衡端口之间的幅度不平衡度<0.1dB ，相位不平衡度<6° ，符合混频器的设计要求。图4 射频巴伦的平衡端口的相位不平衡度2.2 本振巴伦图5是本振巴伦的三维结构，包含11 层，其结构和射频巴伦的基本相同，第三层、第八层和最底部均为接地层，在第三层和最底层之间的传输线形式为带状传输线，第一层为微带线的传输线结构，微带线和带状线通过通孔穿过第三、八层接地板实现连接。在本振巴伦中第三层与第八层之间没有电路结构，这五层是混频器射频巴伦所处的位置。图5 本振巴伦的三维结构图6 本振巴伦的S参数曲线对本振巴伦进行仿真优化，得到了如图 6、7所示的结果。在2.075~2.375GHz的频率范围内，巴伦输入端的回波损耗小于-20dB ，不平衡端口与两对平衡端口之间的传输系数 S21、S31 以及 S41、S51 均大于-6.2dB，两个平衡端口之间的幅度不平衡度<0.1dB ，相位不平衡度<3°。从仿真结果可以看出本振巴伦的带宽为 300MHz，足以满足本振在2.225GHz处的单频点的信号输入，带内的幅度、相位平衡度、带内插损及回波损耗均较好，符合混频器的设计要求。图7 本振巴伦的平衡端口的相位不平衡度3 混频器的设计通过上节对混频器的巴伦的设计和仿真，最终建立如图 8 所示的混频器的三维结构，整个结构共有 11 层，第三层与第八层接地层之间的电路为射频输入电路，第八层与最底层接地层之间的电路为本振输入电路。中频输出电路和射频信号、本振信号的输入端口及混频二极管管堆都分布在第一层，中频输出信号由一段微带线从星型二极管管堆中心处直接引出。混频器的尺寸仅为321×21×1.8mm。其中混频二极管管堆是Aeroflex公司生产的MSS30,454-B20，T型结构。图8 混频器的三维结构将混频器的各单元电路连接起来利用非线性谐波平衡法进行整体仿真分析，在 ADS 建立电路原理图如图 9 所示。其中射频和本振端的两个五端口网络控件分别导入了射频巴伦和本振巴伦的 S 参数，以代替射频输入电路和本振输入电路。图 10、图 11 分别为混频器的变频损耗和混频器各端口之间的隔离度的仿真结果，从仿真结果可以看出，混频器在5.775~6.575 GHz射频输入范围内，变频损耗≤8.9dB，带内幅度不平坦度≤0.9dB。各端口之间的隔离度均大于27dB。图9 混频器的整体仿真原理图图10 混频器的变频损耗图11 混频器的各端口隔离度4 结论本文介绍了一种基于 LTCC 技术的多层结构的C 波段双平衡星型混频器的设计与仿真。所设计的混频器可用于卫星通信中 5.775~6.575GHz（上行线路）、[4]3.55～4.35GHz（下行线路）的上、下行频率的变换 ，且混频器的尺寸小，仅3为 21 × 21 × 1.8mm ，变频损耗≤ 8.9dB ，带内幅度不平坦度≤0.9dB。各端口之间的隔离度均大于 27dB，满足了卫星通信中对星载接收机混频器的体积小、重量轻和带宽宽的发展要求。参 考 文 献[1] S.A. Maas. The star mixer. Microwave Journal, no.7, 1993[2] S.A. Maas. Microwave Mixers, 2nd ed. Artech House, Norwood, MA, 1992[3] Sun-Sook Kim, Jong-Hwan Lee, Kyung- Whan Yeom. A Novel Planar Dual Balun for Doubly Balanced Star Mixer. IEEE Microwave and Wireless Components Letters. vol. 14, Sept 2004[4] Timothy Pratt,Charles Bostian, Jeremy Allnutt. Satellite Communications，Second Edition. Publishing House of Electronics Industry 2005[5]黄齐波，陈建荣，马美霞.基于LTCC技术的C频段星载接收机混频器.微波学报,Vol. 26 No.1 Feb.2010作者简介：张晓阳 男，硕士研究生，主要研究领域为微波电路。陈建荣 男，研究员、硕士生导师，主要研究领域为空间微波技术。Ka波段单片集成高增益低噪声放大器
王强济 国云川 罗熙(电子科技大学电子工程学院，成都 611731)摘要：本文介绍了一单片集成高增益、低噪声放大器的设计。该低噪放使用0.15μm GaAs pHEMT工艺，采用 4 级级联共源拓扑结构。应用自偏置和有耗匹配技术来获得更好的回波损耗和增益平坦度等性能。版图仿真结果为：工作频段30-40 GHz，增益大于29 dB，噪声系数小于1.8 dB，输入输出回波损耗优于10 dB。芯片版图面积2.5mm×1mm。关键词：低噪声放大器，单片集成电路，高增益，pHEMT, Ka波段Ka-Band Monolithic Low Noise Amplifier with High GainWang Qiangji Guo Yunchuan Luo Xi(School of Electronic Engineering, University of Electronic Science and Technology of China, Chengdu 611731) Abstract:A high gain Ka-band MMIC Low-Noise-Amplifier is proposed in this paper. The MMIC LNA based on 4 stages common source structure using 0.15um gate length GaAs/InGaAs/AlGaAs pHEMT technology. Self-biased and resistive matching technologies have been used to enhance the electrical specifications like return loss and gain flatness. The simulated data shows better than 1.8 dB of noise figure with an associated gain of more than 29dB over the frequency band of 30-40 GHz. Additionaly, the input/output return losses of better than 10 dB. The layout size is2.5mm×1mm.Keywords:LNA; MMIC; High-gain; pHEMT;Ka band1 引言毫米波低噪声放大器是毫米波接收系统的关键部件，主要作用是放大接收到的微弱信号，降低噪声干扰。噪声系数直接反映接收机的灵敏度，对整个接收机性能至关重要。MMIC 凭借小型紧凑、稳定性好、抗干扰能力强、批量生产成本低和产品性能一致性好，成为军事电子及民用通信系统最具吸引力的选择，其中赝配高电子迁移率晶体管(PHEMT)更是具有增益、噪声、功率方面的良好特性， [1,2]PHEMT MMIC成为当前热门的研究领域之一。2 器件的选择放大器采用的工艺是0.15μm GaAs pHEMT。GaAs pHEMT技术已经证明是具有极高特征频率和极低噪声的有源器件技术，并且工艺成熟；而且相对于性能更好的 InP 器件具有很大的成本优势。栅长是晶体管最重要的尺寸参数，越小栅长的晶体管拥有越高的特征频率和越好的噪声性能。采用的0.15μm栅长的器件可以[3]设计频率高达 80 GHz的低噪声放大器性 。在有源器件的设计上，Foundry 提供设计自由度有单指栅极宽度(W)和栅极的栅指数目(N)。不同的栅宽和栅极数目具有不同的阻抗、噪声、功率、增益特性，需要根据应用情况和频率范围合理选择。本文对不同栅宽的器件进行了仿真验证分别选取了2×20μm，2×50μm以及2×75μm三种尺寸的器件 ， 在 相 同 的 偏 置 条 件 下 (Vds=2.5V ， Ids=120mA/mm)，三种器件最小噪声系数曲线如图1 所示，噪声最佳源阻抗如图 2 所示。可以看到小栅宽器件具有更佳的噪声性能，并且在30 GHz到42 GHz频率范围内，随着频率的升高，小栅宽器件的噪声优势更加明显。但小器件要求更大的 Zopt，并且随着频率的降低，器件的最佳源阻抗都相应的增大，这给匹配带来很大的困难，很难实现宽带匹配。适当增加管子的尺寸，在可接受的范围内牺牲一些噪声性能，可以大大降低放大器匹配的难度，有效的改善放大器整个频带内整体的噪声性能。综合上述分析，本设计各级栅宽分别选用4×26 um、2 × 30um、2 × 32um、6 × 30um。图1 不同栅宽pHEMT的最小噪声图2 不同栅宽pHEMT的噪声最佳源阻抗3 电路设计为了满足高增益的要求,本文采用了四级共源放大的拓扑结构，如图3所示。输入、输出阻抗为50欧姆，每一级的输入、输出端都有隔直电容。图3 四级共源放大的拓扑结构根据噪声级联公式四级级联低噪声放大器噪声系数可表示为：从上式可看出第一级放大器的噪声性能对整个放大器的噪声性能起决定性作用，所以第一级采用最佳噪声匹配，同时通过调节第一级有源器件栅宽和源极负反馈微带线的长度，使最佳噪声匹配点(Γo)尽可能的和共扼匹配点接近，以同时达到最佳噪声匹配和共轭匹配。为获得最佳的噪声性能第二级也采用最佳噪声匹配。第三级和第四级为增益级，均采用共轭匹配，以获得高的增益，同时为保证放大器的稳定性，在第三级和第四级放大器有源器件的源极也引入了串联负反馈。为了减小芯片面积，降低芯片复杂度，本设计第二级和第三级采用自偏置技[4,5,6,7]术 。自给偏置电路是在PHEMT的源极串联一个电阻Rs，当漏极电流Io流过该电阻时，在它的两端将产生电压降，栅极对直流接地，因此电阻 Rs 上产生的偏压就是栅源电压，即自给偏置电路如图 3 所示，省去了栅极偏置电路，减小了整个电路的复杂性。通过改变源极电阻可以获得任意百分比的 Idss。在源极采用串联高阻抗微带线实现源极.反馈提高稳定性，同时为了避免引入电阻造成的射频能量衰减和增益下降，在源极电阻 Rs 处并联一旁路电容 Cs，以形成射频回路，避免射频信号流过电阻时造成衰减。自偏置电路同样也有缺点：偏置电路确定后，在不影响漏极电压下无法改变偏置点；偏置点是自偏置电阻的强函数。电路最终版图如图 4 所示。满足设计规则检查（DRC）。试读结束[说明：试读内容隐藏了图片]