作者：（美）史蒂文M.桑德勒（Steven M.Sandler）
出版社：机械工业出版社
格式: AZW3, DOCX, EPUB, MOBI, PDF, TXT
电源完整性试读：
译者序
正如本书作者所说，写这本书是一项重大的任务，组织翻译本书也不简单。机械工业出版社的张国强和我是认识多年的朋友，有一天他问我有没有兴趣翻译市场上最新出版的一本电源完整性方面的书籍。对于我这个从未著书立说过的凡夫俗子来说，当然有兴趣一试。虽然在多年之前博客盛行的时候，我也从俗写过几年的博客，其中也花心思翻译了一些文章，但终归是不成体系。另一方面，几年前也曾经组织翻译另一本关于电源配送网络的书籍（作者是Istvan Novak），可惜半途而废。这一次想着通过翻译本书，对翻译一本完整的书籍多少算是一点交代。
国内关于这类主题的第一本流行和普及开来的书是Howard Johnson写于1993年的《高速数字设计》，这本书可以说是真正意义上的信号完整性的开篇之作。这本书出版后的20年恰好是高速数字电路蓬勃发展的20年，它也因此成了无数工程师的工具书和引经据典的必然参考。这本书最早在国内翻译出版是10年以后的事，也就是2004年，跟国内的高速发展现状和需求基本是同步的。当时，华为的高速实验室刚组建不久，国内还没形成高速互连这一较细的分工。当然，在此后的几年里，高速的概念开始渐渐普及，各种信号完整性书籍陆续翻译出版。
到目前为止，几乎稍有规模的通信企业都或多或少地组建了高速互连团队，对信号完整性的认识也相对比较完善了，而电源完整性的一些问题则渐渐凸显，开始提上台面。相对于信号完整性来说，电源完整性是既陌生又熟悉的领域。说熟悉是因为所有的电子系统都需要电源，大家每时每刻都在跟电源打交道；说陌生，是因为对于电源有高要求的场合，比如低纹波、低噪声、快速响应等，电源又会成为棘手的问题。对于目前已很常见的高速高密度应用来说，如何满足电源完整性要求已成为一个挑战。
对于当下的应用来说，低电压、大电流已成为一个基本趋势，但恰恰是这一现状，对电源完整性提出了非常高的要求。你不得不从整个电源配送路径上考虑问题，尤其是高速芯片BGA区域的电源路径。这一区域的电源平面阻抗要求非常苛刻，但你又必须在因密集的扇出过孔而造成的支离破碎的电源平面和很难在引脚处加上去的去耦电容现实面前做出选择。也许选用电容材料是个解决思路，但瞬间提高的成本又成为拦路虎。同时，如何很好地确定电源平面的目标阻抗也是一个难题，并不像书上说得那么理想，去耦效果和成本之间必须做出很好的折中。
当然，本书并没有纠缠在电源平面阻抗这一细节里，而是从测量的角度出发，全面阐述了电源对系统所产生的影响，使得原本比较有针对性的电源完整性这一专业术语，扩展到整个供电路径上的电源品质和影响这一层面上。作为一名有10年以上测量经验的同行来说，我深知测量的意义，尤其是这几年负责兴森快捷的高速实验室，得益于公司的大力支持，每年花费几百万元经费，详细研究了PCB技术对高速链路的影响，对于一些书本或网络上似是而非的结论，完全体会了“纸上得来终觉浅，绝知此事须躬行”的古训。当然，这些研究工作的价值已经在25Gb/s高速互连的各种应用上体现出来。
作为一本基于大量实验和测试数据的工程书籍，本书的作者并没有以自己几十年的工作经验作为依据，而是为此书付出了大量的精力和金钱，这种出书的严谨态度是值得学习的。尤其是在当下快文泛滥的风气下，能潜下心来，投入巨大资源，写一本书是不容易的。恰好这几年国内的高速芯片也获得比较快速的发展，封装和芯片的电源完整性设计已成为专门的职业。本书虽然不是针对封装和芯片设计来的，但是对于芯片应用层面来说，仍然具有典型参考意义。
当然，得益于这几年芯片的巨大进步，测量技术也获得了长足的进展，本书中关于测量设备的一些结论有些已经过时，针对这些内容，我们也已做了相关的勘误和补充，以期让读者能更全面更正确地认识电源完整性测量技术。
本书的翻译分工如下：第1章，邓宝明（网名stupid，下同）；第2、9章，羊杨（阿笨）；第3章，郗亚东（xyd20405）；第4、5章，杨安毅（coziness_yang）；第6、12章，蒋修国（菩提老树）；第7章，谈炯尧（True）；第8章，李劲松（Colin）；第10、15章，梁建（qingdalj）；第11章，王泽龙（agrilseven）；第13章，张迪（ingwt）；第14章，蒋方（若华）。最后，全书由梁建、蒋修国、邓宝明审校。
本书有多位译者，每位译者的水平和行文风格很难完全一致，导致审校小组尽力做了修正，但限于译者水平，书中难免有错误和疏漏，恳请读者批评指正。
最后，感谢所有为本书出版做出努力的人，同时希望本书能给大家的工作带来帮助。邓宝明
致谢
写本书是一项重大的任务。当然写任何一本书都要费工夫，尤其是需要使用大量必要的仪器进行测量并找到理想的例子。本书中的很多观点较新，所以很多描述必须非常清晰和简要。这项工作需要很多人和公司的大力支持。没有这种支持，我永远都不可能完成此书。我记录下了为这本书审稿的同行评审专家并衷心感谢以下公司和个人，如果有被我遗漏的人，我诚恳地向他们致歉。
感谢本书编辑Michael McCabe，以及McGraw-Hill的全体同仁，是他们给了我机会写这本书来讨论这些尚未得到足够关注的话题。特别感谢他们对本书使用彩色印刷。感谢本书的项目经理Kritika Kaushik，她做了大量的工作才使本书面世。
感谢我的好友和长期的生意伙伴Charles Hymowitz——Picotest负责销售和市场的副总，AEi Systems公司的CEO。他读了每一页，并做出修改或给出建议，还提出了很多建设性的意见。这里不再赘言，总之十分感谢。
作为朋友和销售伙伴，Omicron Lab的Bernhard Baumgartner、Florian Hämmerle和Wolfgang Schenk提供了一如既往的支持，包括用他们的设备进行无损测量，感谢他们的有益意见和建议。
Tektronix公司的Mark Roberts、Stacy Hoffacker、Mike Mende、Amy Higgins和Tom Lenihan给了我很大帮助，无论是讨论设备，回答问题，还是安排租赁仪器的运送。他们也提供了很多意见和建议。
Agilent科技有限公司的David Tanaka、Yasuhiro Mori、Eileen Meenan和Hiroshi Kanda，不仅对他们的设备提供了丰富的技术资料，还乐于与我分享这些知识。同时感谢他们提供外借仪器的运送。
Rohde&Schwarz公司的Dan Burtraw、David Rishavy和Mike Schnecker把他们的RTO1044示波器借给我，回答了很多问题，提供了很多真知灼见。
Teledyne Lecroy公司的Bob Hahnke、Steve Murphy、Stephen Mueller和Kathleen Woods提供了演示设备，并给出了意见和建议。
Picotest公司的Hawk Shang慷慨提供了精密的通用仪器，包括Picotest信号注入器。感谢他所做的一切。
Power Electronic Measurement公司的Chris Hewson提供了本书中使用的CWT015探头，并总体上回答了我关于Rogowski电流探头的问题。
AEi Systems公司的Paul Ho、Nazila Arefazar、Cesar Redon、Gordon Leverich、Michael Lui、Shivam Patel、Sahar Sadeghi、Josh Behdad、John Aschennbrenner和Tom Boehler，以及How2Power.com 的Dave Morrison，感谢你们的意见和建议。感谢AEi Systems公司的Tim Guzman提供的图片。
Shawn Winchester和Artescapes提高了本书的示波器和频谱分析仪图片的质量，使它们更加清晰而直观。Shawn还负责Picotest的日常运营，好让我专心写书。
对所有的朋友说一声感谢，没有你们就没有这本书。图片来源：Elena Schweitzer/123RF.com
在2013年5月游玩奥地利期间，我和Bernhard Baumgartner、我女儿Rachel Sandler以及其他一些人在一座中世纪城堡用餐，我们讨论了在当下如何让书籍畅销的问题。最后的结论是：为了实现这个目标，本书必须有龙。不是其他龙，而是中世纪的龙。我不迷信，但我希望用下图带来好运，使本书更畅销。第1章引言之所以写这本书，是因为我发现工作中所需的测试数据非常欠缺。不管是彻底丢失的数据，还是那些我们创建或从别人那儿接收的数据，都经常存在完整性、保真性和准确性问题。造成这些缺陷的原因有很多，但我希望本书能够为不同的读者提供有用的信息和方向。本书的一个目的是向器件和设备制造商展示最终用户在工作中需要的数据（的广度和保真度），以帮助他们改进相应的数据手册。另一个目的是为设计和测试工程师展示通过使用合适的技术和设备，获得高效、高保真测量数据的方法。我也希望测试仪器厂商能重视工程师遇到的问题，以便改进设备能力、操作系统、软件和文档。最后，也许是最重要的，本书展现了电源性能对系统的影响。1.1你将从本书学到什么
本书包含了作者对高保真测量各个方面的深刻见解，包括电源、高速、低功耗模拟和仪器电路。
技术一如既往地持续、快速发展。一些新技术（如eGaN、GaN、SiC和GaAs）由于超高速开关和高电压的结合应用而带来了新的测量挑战。开关频率越来越高，边沿速率越来越快，而器件集成度却越来越高。比如，一些负载点（POL）开关稳压器内部就集成了MOSFET，一些器件集成了输出电感。这些先进的技术使得测量更加困难，因此要想获得准确的数据，就需要更好地理解测量原理。高速FPGA和CPU的更新换代使得电源分配网络（PDN）的测量更加重要，比如在超过10GHz时，仍然要保证电源平面阻抗小于1mΩ。
测量需求一旦确定，就需要做出一些重要的决定。这些决定包括测量域的选择、测试设备的选择、设备和待测器件间连接的影响、数据的说明等。本书提供了评估测量需求和为获得高保真结果而必须做出最佳决定的必要信息。
强烈推荐，不管讨论何种测量话题，请优先阅读本书的第一部分（第1~6章）。这些章节包括与设备选择、保真度相关的所有背景信息，也展示了如何将测试设备连接到待测器件上，同时也讨论每种测试类型在系统层面的显著相关性。如果你阅读了这一部分，剩下部分（第7~15章）可以作为参考，当你需要这些章节的时候再去选读。1.2谁将从本书受益
本书主要针对工程师和技术员，包括现场支持、设计、测试工程师，也适用于工程经理及从事租赁和购买测试设备的人员。
大部分情况下，工程师都得面对测量设备短缺的问题，通常，这是由于对特定应用所需测量设备的最低测量能力理解不足。需要提醒工程师和管理者的是，那些不良或具误导性的数据会导致重大经济损失。因此，本书也适用于试图获得低成本解决方案的测试工程师和采购人员。1.3本书的通用版式
如同之前讲的，本书分成两部分。第一部分专注于测试设备、测量原理以及测试设备到待测器件的连接的适用类型的讲解。
本书的第二部分针对特定的测量细节进行论述。每一章讨论一种或多种具体的测量方法，对每种测量方法，都简短论述了其重要性。此外，还包括图片设置、方法的优劣、诀窍和技巧、测量示例等。1.3.1 为什么测量
在开始讨论测量原理前，弄清楚测量目的是很有必要的。为此，本书持有如下观点：学习过程的最终目标是让读者获得更好的数据——更精确、更高保真。进行测量有以下4个目的：
1）获得那些非现成、未发布、不确定的数据；
2）比较设计中可能使用的器件或电路拓扑；
3）故障排除；
4）确认或验证设计性能。1.3.2 获得或验证数据
大部分情况下，制造商提供的数据非常有限，或者这并不是我们关注的工作点上的数据。通常数据手册是一种销售工具，而不仅仅是技术文档。几个最常见的例子如运算放大器（简称“运放”）、电压基准、稳压器的数据手册。
举个运放的例子，开环增益和相位响应曲线可能不在我们准备使用的工作电压上。图1.1所示为单5V和±15V供电的开环增益和相位曲线。这两个电压的相位存在明显偏移。如果电路工作在±5V或单12V，电路性能如何变化？同样，这张图适用于负载电容为100pF的情况。如果电路的负载电容不是100pF，我们该如何确定负载电容的影响？
对于电压基准和线性稳压器，其数据手册通常不提供稳定性信息。电压基准的负载瞬态曲线如图1.2所示。数据手册确实不包含稳定性曲线，但是包含器件在负载电容为0.1~10μF时稳定工作的声明。阶跃负载响应曲线上有三个振铃，这说明器件稳定性不理想，第8章会给出更详细的信息。尽管这个电压基准不会进入这些条件下的充分振荡，但也不会呈现稳压、电源抑制比（PSRR）或噪声条件下的最佳性能。这个例子说明制造商提供的数据需要解释。关于性能稳定性的决定因素，设计者和器件制造商有完全不同的看法。图1.1 LT1014的运放增益和相位与频率的关系曲线图1.2 电压基准的阶跃负载响应1.3.3 设计、选择、优化
某些缺失的信息，如上面关于运放的例子，可能需要测试获得，或者对比不同制造商的器件以确定哪一个电路性能更好。如图1.3所示的例子，比较了两款在相同工作条件下的线性稳压器的PSRR。如果PSRR是唯一的考虑因素，那么很明显其中一个比另一个有更大的裕量。事实上，两者中性能较好的那个的测量本底噪声是100dB。图1.3 相同工作条件下的两种线性稳压器的PSRR
最后，在新设计中可以利用测量来优化器件数值。有时优化在生产中进行，比如为了更精确地设置特定参数，可以选择不同分离器件值进行调整或修正。在半导体工业中，诸如电压基准和电压稳压器，通常在制造环节用激光修正以改善性能。这个优化过程可能是自动的或者不是，但都需要配合测量进行选择。1.3.4 故障诊断
我们都希望所有的设计在第一次上电时就正常工作，但很少会这样。有时，不同的器件或子系统间存在干扰，有时存在不良器件，有时由于印制电路板的影响导致异常。故障诊断的过程通常基于一系列测量，最终引导我们发现问题。理解高保真测量非常重要，因为问题的源头通常具有很好的隐蔽性，只有高质量数据才能发现问题。通常，工程师很难发现这些问题的根本原因。在巨大压力下，工程师渴望快速定位问题。有时，根本原因仅仅是制造商提供了错误或误导性的数据。
如图1.4所示，制造商展示了加和不加1μF电容的电压基准的输出阻抗。根据50kHz时1Ω阻抗的测量结果，很容易计算出电容：
事实上，输出电容是3.2μF，并不是其声明的1μF。错误的结果不是故意的，也并不常见，通过测量可以进一步证明。
图1.5中，可以看到电压基准在10Hz~1kHz范围内输出噪声为rms9.6ppm或24μV。查看输出阻抗曲线可知，器件在2~3kHz处出现谐振，这取决于输出电容，但这超出了1kHz的带宽。谐振的顶点，输出阻抗大约是600Ω。通过一些简单的计算，如果电压基准在谐振频rms点的噪声电流是40nA，那么感应噪声等于该器件的输出噪声（即rms24μV）。这是一个器件和系统相互影响的例子，这种寄生行为是在意料之外的。图1.4 电压基准接和不接输出负载电容的制造商手册图1.5 电压基准输出阻抗和噪声规格1.3.5 确认或验证
很多时候，工程师参照规范或需求文档进行测量来验证电路性能的一致性。设计一旦通过并投入生产，通常需要测试每一个产品的特性来保证多样化的产品性能。通常也需要单独使用一个更全面的测试设备来测试量产中的典型样品。每一个测试过程都有不同的目标，虽然这对验证生产中产品的质量是非常必要的。
我们可能对电脑仿真模型验证也感兴趣，并希望利用这些模型分析性能。在使用前确认这些模型的准确性和完整性是很重要的。验证过程有助于确认哪些设计跟预期一样，又有哪些模型是正确的。当测量和仿真不一致时，可能是设计和模型不一致，或者模型并不正确。拟合测试测量和模型的过程有助于解决这些问题。1.3.6 术语
在展开更多讨论之前，需要定义一些本书中使用的基本术语。
测量：测试结果。具体形式可以是数值、曲线、数组。数组可以是幅度对时间、幅度对相位、幅度对频率，或者一系列单个数字（如5V，100kHz）、任何准确表征性能参数的数据。
高保真：辞典中通常指可以无任何失真地真实重现原声的音频信号。本书中用以描述真实重现待测信号的测试或仿真结果，这些结果清晰地提供了足够的细节，从而可以得出相对精密的数值和相对精密的结论。
精密：测量结果确切或不含糊。测量通常由于不同的观察者而导致不同的解释。比如，测量MOSFET的上升沿，不管哪个工程师都能获得一样的测试结果，这就说明测量是精密的。
无损（非侵入式）：高保真、精密测量的一个基本目标就是获得不受干扰或影响的测量结果。这么说意味着不同的两件事，首先，设备连接不能以任何形式影响测量，设备连接的影响是最常见的测量误差来源之一。举个简单的例子，测量PWM开关频率。很多工程师使用示波器无源探头查看时序边沿，由于探头电容太大而改变频率，这被视为侵入式测量。测试设备和待测器件的连接通常限制了测量保真度和精密性。其次，无损测量意味着不存在割走线、抬升、拆焊或其他动作。对于高保真系统来说这是常见情况，比如航空航天，侵入式测量由于风险、成本、制造限制是不允许的。
间接测量：有时，间接测量是更好的选择，这意味着不能测量发出信号的电路，但可以测量接收信号的电路。例如高性能时钟，电源噪声是造成抖动的主要原因。电源噪声会降低时钟和使用时钟的电路的性能，比如ADC。这种情况下，我们通常通过测量时钟影响，而不是直接测量电源来获得更准确的电源噪声。
现场或在线：DUT（Device Under Testing，待测设备）周围的环境和到电路的互连产生驱动和负载。例如，供电电源和负载连接影响性能。在输入侧，输入滤波和开关电源互相影响。举一个特殊的例子，连接到电源的电线和电源之间会产生相互影响。还有很多这样的例子。如图1.4所示，电压基准在4kHz时外部负载电容会额外增加，这是电压基准在负载侧受影响的例子。这种降级也会发生在其他性能方面，例如PSRR。由于这些原因，将电源集成到系统或现场可实现最好的测量。第2章测量艺术大部分测量误差可以通过采用一系列的基本指南清除。下面的每条指南均针对一个经常出现的特定问题。大多数情况下，补救措施在时间和费用上均是最小的。这些规则显而易见，但是经常被忽略。2.1无损的原因
测量的第一条法则非常简单且显而易见：不要破坏测试设备或待测电路。测试设备非常昂贵，但有时候，待测电路更贵。开发阶段，电路往往是唯一的，这就意味着出问题时必须保护好测试设备和待测器件。
必须考虑测试设备的电压和电流的限制，尤其是敏感的高频输入电路，同时要考虑测试设备产生的电压或电流是否会破坏待测器件，尤其是敏感器件，如宽带放大器、低功耗BJT和JFET。许多电路提供带有保护串联电阻的测试点以避免损害，尽管这会严重影响测量保真度，就像后续章节讨论的那样。2.2不影响结果的测量
这是常见误差的来源之一，并不能被完全消除。任何电路的连接都会对性能产生影响，要尽可能减小电路间的相互影响。
影响待测器件行为的原因有很多，举个简单的例子，使用典型的10X示波器探头会在测量点处引入10~15pF的电容，1X探头很容易就会增加75pF的电容。典型的高速有源探头大概是1pF。在测量像PWM控制器的晶振边沿信号时，如果使用10X或1X示波器探头，甚至会影响开关频率，图2.1中的测量很好地展示了这一点。1X探头测出的频率是363.6kHz，10X探头是452.3kHz，有源探头是452.9kHz。有源探头和10X探头的差别非常小，但跟1X探头之间的误差则有20%。有源探头有最小的负载电容，会获得最准确的测量结果。1X探头不只是结果不对，还会影响其他测量，比如纹波和效率，这两者都跟开关频率相关。
了解探头如何影响DUT的性能很重要，而探头不仅仅有测量保真的问题。这在第5章会展开进行更多讨论。图2.1 PWM锯齿频率测量，1X探头用黄色迹线，10X探头用浅黄色迹线，2.5GHz有源探头用粉色迹线。1X探头的负载效应明显带来了测量误差2.3验证测试装置和测量限制
使用测试装置记录数据前，应验证一下装置，以确保测量的动态范围、精度、本底噪声裕量可以产生预期的结果。测量线性稳压器的PSRR，图2.2展示了测试环境和测量结果的本底噪声。测量结果比本底噪声至少低15dB。图2.2 带有本底噪声的线性稳压器PSRR测量
本底噪声幅度为5.62，对测量结果的影响最大为15%，计算如下：
另一个例子是噪声水平测量，如图2.3所示。100mV信号连接到Agilent N9020A频谱分析仪，通过2个Picotest J2140A精密级联衰减器插入100dB衰减。正确结果是1μV，测量误差大约是5%。图2.3 验证1μV噪声，在100mV信号和频谱分析仪之间接入100dB衰减器2.4以高效和直接方式测量2.4.1 非侵入式测量与侵入式测量
理想情况是，测量不需要造成电路中抬升或拆焊器件、导线、结构件或机电分解。本书中，非侵入式指的是那些不需要分解的测量，侵入式指的是需要分解的测量。2.4.2 在线测量
工作在常规运行条件下的系统量产版本，以最终配置执行所有在线测量是理想的。比如，汽车电池的在线测量，让汽车以典型方式工作，然后直接进行电池测量。该方法保证所有连接的阻抗、运行负载条件以及其他相关特性均包含在测试中。不在线的测量需要小心评估，以保证测量不会被外部电路或信号影响，比如输入功率、负载、交互导线。
有时候，在线测量和桌面测量之间有很大区别，举个例子，测量电脑电源的电压纹波时，不仅可以看到电源产生的纹波，还能看到动态负载电流和电源输出阻抗相互影响产生的纹波。问题是哪种测量结果是我们想要的，测量的目的是确定纹波由电源引起的还是系统中本身存在的？结果是很不一样的。2.4.3 间接测量与直接测量
直接测量能够获得我们关注的特性。比如，测量汽车电池的电压时，可以直接使用电压表测量电压。有时候，无法进行直接测量，但是间接测量却很简单。举个间接测量的例子，通过测量ADC的本底噪声或有源晶振的抖动来评估电源噪声。尽管间接测量无法直接获取关注的特性，但却获得了所关注系统特性的影响或最终结果。间接测量的好处是比直接测量易获取或更敏感，还可以更好地评估或简化故障诊断。比如做ADC故障诊断时，你是真的想知道电源纹波还是为什么ADC会有噪声？2.5测量的完整归档
无论数据质量多好，如果测量结果没有很好归档，数据的价值就大大减弱了。归档测量的格式，要考虑到数据以及测量设置和测量结果的传递、发布及其他传播的可能性。不具有详细注释和描述的数据都是令人沮丧的。以下信息应随数据一起记录在案：
1）测试工程师的名字和联系方式。
2）测试的目的。
3）仿真或预测的结果是否可用。
4）测试日期和物理位置。
5）运行的测试环境和条件。
6）每种测试设备的名称（包括探头）和校准周期。
7）装置的框图或图片。
8）测量注释和说明。
9）任何观测到的异常。
10）结果和任何后续工作的总结。2.5.1 测试工程师的名字和联系方式
记录这个信息的原因很简单，但经常被忽视。记录这些信息，有助于了解是谁提出的问题，以及如何联络测试工程师。第2个原因是每位测试工程师都有各自的习惯，包括强项和弱项。一些测试工程师在一些测试上比其他人更好，有助于识别结果中的趋势或模式，且对于确定额外培训的必要性也是有帮助的。2.5.2 测试的目的
测试的目的通常不见诸文章，但仍然提供了专注于结果的洞察能力。比如，测量的目的是观察寒冷环境下的异常行为，很明显通过收集数据可以解决问题。我们不希望在那些可被注意或观察到的性能上花更多精力，也不考虑更综合的测试。
图2.4所示的示波器图片是验证瞬态负载电流阶跃响应的稳定性，这个响应相当好，并说明这是一个稳定的控制环，图2.5所示则大不相同，性能水平不可接受。图2.4中的电压和时间标度是4mV/div和2ms/div，而图2.5中的标度是100mV/div和200ms/div。这种设置说明对于理解测试目的的重要性。图2.4中小信号稳定性是好的，尽管图片没有显示出像图2.5中那样的电压时间范围，但这对供电电路来说是个严重的问题。图2.4 小信号阶跃负载响应的良好表现和电压波动（黄色迹线）小于10mV对应25mA负载阶跃（蓝色迹线）图2.5 相同的负载电流阶跃和运行环境，但示波器标度不同2.5.3 仿真或预测的结果是否可用
如第1章所讨论的，做测试的一个原因是验证或修正仿真或数学模型。如图2.6所示，有了仿真结果就可以马上和测量结果做对比，如果模型和测量一致，则说明仿真是有效的。如果测量和模型不一致，就要花大把时间寻找原因。测量设置好后，可以立即检测模型，获得额外的数据以分类出差异的原因。图2.6 阻抗相位和幅度的测量结果（红色、绿色迹线）和预期（仿真）结果（黑色、蓝色迹线，AEi System版权）对比2.5.4 测试日期和物理位置
近年我遇到几个例子，测试日期和物理位置不但重要，而且是理解故障诊断事宜根本原因的基础。举个例子，一个客户抱怨他们买到的器件总是过热，测试并联系制造商后弄清了情况。器件的设计和测试均在德国法兰克福的冬季，而客户的问题出在丹佛的夏季。这些不起眼的信息看似关系不大，但事实上，法兰克福的冬天相当冷而且海拔接近海平面，丹佛的夏季很热而且海拔5300英尺（1英尺=0.3048米）。问题的根本原因最终确认是鳍式散热器的自然对流，在海平面和5300英尺的散热效率是不一样的。不起眼现象的琐碎信息，在检修此类问题时却会带来巨大的帮助。
类似地，我们发现湿度相关问题在东南省份如佛罗里达很常见，尤其在夏天。2.5.5 运行测试的环境和条件
有些电路对环境非常敏感，了解实验室的条件和环境是很好的实践方法。如温度、湿度、海拔对于测量精度有显著影响。如果设备有自校准则影响相对较小。在测试设备附近做测量，让测试设备评估DUT附近的温度，并记录。所有常规运行条件，如输入电压、输出电压、输出电流和输入电流，每个测量结果都应记录下来。这在确定性能异常和修正仿真模型时很有用。2.5.6 每种测试设备的名称（包括探头）和校准周期
记录这些是一种好的习惯。不出意外，这个信息保证了测试设备和测量目标有一致的保真度和分辨率。一些罕见的情况，缺陷或不足存在于特定型号的设备中。2.5.7 装置的框图或图片
简单的装置框图或草图可以让人理解测量和限制。如图2.7所示是用于测量1mΩ电阻的网络分析仪装置，短50Ω同轴连接、装到PCB（焊接了电阻）上的连接器和共模同轴变压器，这个测量在后续章节中将会继续讨论，但是从这张图上可以明显看出连接关系和为了必要的保真度所做的考虑。图2.8传递了相同的信息，但高保真考虑没有清楚表示出来。图2.7 用VNA进行低阻抗测量的装置，清晰显示了连接质量图2.8 如图2.7所示设置的连接框图，没有表达出连接的质量2.5.8 测量注释和说明
多数现代测试设备允许用户在屏幕上注释，但不管测试设备是否有此功能，每个迹线或测量都应该注释说明测量内容。如果测量中用了高亮注释，要确保进行了相应说明。你可能会注意到，就算不是大部分，本章那些包含了屏幕截图的测量图片在发表时都很不直观。类似情况出现在测试设备显示彩色结果和用黑白图片发布和传播的测试报告中。2.5.9 任何观测到的异常
工程师倾向于将不规则或不常见的事件归类为用户错误、间歇的探头连接等。这些不规则事件或异常很显著，而且这类信息容易被忽略。这种随机事件证据对于检修设计很有帮助，应该被很好归档。2.5.10 结果和任何后续工作的总结
没有比在数据依然有效时，就做好以后研究所用的笔记并把想法总结归档更好的了。第3章测量基本原理为了获得更好的测量保真度，了解数据采集的基本理论是非常必要的。本章研究了获取数据的过程，以及噪声和带宽对测量的影响。同时讨论了标度的影响，频率、时间和频谱等三个测量域在测量时的相对优劣。本章涉及的基本概念，在后续章节中用来最大化测量保真度。3.1灵敏度
测量灵敏度指的是最小可检测到的信号电平的变化。通常可以利用ADC位数的函数计算得到。这在理论上是正确的，但是并非所有的模数转换器（ADC）的实现和运行都完全相同。滤波时的抖动和过采样会严重影响灵敏度。当然，还有其他降低有效位数（ENOB）的因素，如ADC的非线性度和电噪声。通用示波器是基于8位ADC设计的，然而一些新式的示波器采用了10位或者12位ADC。频域仪器和频谱分析仪通常使用24位甚至更高位数的ADC。
忽略噪声，能测量到的最小信号电平是在ADC满量程下测得的。计算公式如下：
灵敏度和ADC位数的函数关系如图3.1所示。
因此，设置满量程为1V，用8位ADC测量理论上的灵敏度为3.92mV。12位ADC测量的灵敏度为240μV，24位ADC测量灵敏度为60nV。二者之间的关系显示出ADC转换位数的重要性，以及位数是如何影响测量分辨率的。另外，电路噪声、输入放大器失真以及ADC时钟抖动都会降低测量性能。图3.1 测量灵敏度是ADC位数的函数3.2本底噪声
测量性能最基本的限制之一是测量本底噪声。一般来说，设备的本底噪声是设备自带的测量功能所决定的。对于示波器，通常可以设置为4通道运行，每个通道选择50Ω输入，且都没有外部连接。这样就可以测量到该设备4个通道的方均根（rms）噪声。图3.2所示为上述测试的结果。请注意每个通道的噪声电平有轻微不同。为了证明这项评估与某制造商或模型无直接关系，使用其他制造商的产品和测量模型重复相同的测量，结果如图3.3所示。图3.2 示波器4个通道全部没有外部连接，且设置为50Ω输入，20mV/div图3.3 示波器4个通道全部没有外部连接，且设置为50Ω输入，20mV/div3.3动态范围
动态范围指的是最大可测量的信号与最小测量到的信号的比值。一般在计算ADC动态范围时，也将其作为ADC位数的函数。再次忽略噪声，可得到ADC测量的动态范围的上界在满量程处，下界是最低有效位（LSB），于是8位ADC有效动态范围为：
事实上，动态范围的计算略微有些复杂。按照之前的方式设置示波器，每台示波器的CH1通道加入一个信号，调整其幅值达到最大的信号电平。需要注意的是，在这两种情况下，达到最大信号电平时显示的波形会超出显示屏。
动态范围可由下式计算：
该计算已假定我们测量到了最大幅值的信号电平（如图3.4）和本底噪声（如图3.3）。图3.4 记录可测量到的最大信号幅值（波形超出了显示范围）。记录显示该rms信号电平为94.03mV，即满量程时测量值
如果将信号电平限制到屏幕可显示的最大电平值，动态范围就会大大降低。示波器设置为10格（div），20mV/div时，显示的最大信号pprms是200mV或70.71mV：
我们使用上述测量方法，通过式（3.2）求解位数n来近似估计ENOB（忽略信号失真的影响）。
类似地，我们对另一台示波器做同样的估算，如图3.5所示：
示波器设置为8格，20mV/div，把信号电平限制到屏显最大值，pprms即160mV或56.57mV，图3.5 可测量到最大信号幅值（波形超出了显示范围）。该信号电平为rms60.02mV
依前述ENOB估算方法，按照式（3.5）可以计算出结果为7.1位。将超过本底噪声的6dB信号视作最小信号，最大可用的动态范围是36.7dB。
最后，12位示波器噪声测量结果如图3.6所示，
把最大信号限制到屏显范围，则有：
按照前面估计ENOB的方法，使用式（3.5）求解可以得到结果是8.2位。
由于噪声与测量带宽有关，我们不能直接比较具有不同测量带宽的设备的性能。测量带宽越大，噪声电平就越高。我们可以通过重复图3.2所示的测量证明该结论，测量时把测量带宽降低到1GHz，采样率降低到5GS/s。结果如图3.7所示，CH1和CH2上噪声电平显著降低，然而CH3和CH4上的噪声电平几乎没受影响。
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