作者：周志敏,纪爱华
出版社：人民邮电出版社
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高效功率器件驱动与保护电路设计及应用实例试读：
前言
近几年，我国政府在新能源开发、环境保护和资源节约方面相继出台了一系列方针政策和法律法规，实施了“金太阳”、绿色照明等一批重点工程，收到了较大成效。从我国目前的实际情况来看，解决能源短缺问题主要应从两方面入手：一是开发和利用新的能源，尤其是可再生清洁能源；二是提高能源的利用效率，即能效。
新能源是国家“十一五”规划重点要求发展的产业，政策对其扶持力度很大。2009年3月，由科技部、国家发展和改革委员会等部门联合举办的2009年中国国际节能和新能源科技博览会上集中展示了节能减排和新能源科技的重大成果，引起了国内外的广泛关注。2009年5月全国财政新能源与节能减排工作会议指出，国家财政要全力支持新能源发展和节能减排工作，重点抓好支持风电规模化发展、加快启动国内光伏发电市场、开展节能与新能源汽车示范推广试点等十项工作。从技术的角度看，太阳能、风能等新能源的一些关键技术已经成熟并具有较高的推广价值，以发光二极管、IGBT 等为代表的高效半导体器件的制造工艺已取得重大突破，变频器、软启动器、伺服驱动器等节能设备的节能效果日益得到了社会各界的认可并获得广泛应用。
为了在我国进一步推广和普及绿色能源及高效节能技术的应用，我们结合当前技术热点和应用热点，组织有关专家、学者和技术人员专门编写了“新能源及高效节能应用技术丛书”。本丛书以介绍目前国内外绿色能源及高效节能领域内的新产品、新工艺、新技术和新方法为主，在编写时力求突出实用性和先进性，力争做到题材新颖，技术先进，内容丰富，具有较高的实用价值。我们希望本丛书的出版能够在解决我国绿色能源及高效节能技术应用中的一些实际问题，促进我国“十一五”规划确定的资源节约目标得以实现，推动全社会采用高效节能新技术和绿色能源，提高能源利用效率，保护和改善环境，促进经济社会全面协调可持续发展方面起到积极的推动作用。前言
半导体功率器件在现代电力电子技术中占据着重要的地位，它正向高频化、大功率化、智能化和模块化方向发展，其中在模块化应用领域的研究更为广泛和深入。自从将模块原理引入电力电子技术领域以来，已开发和生产出多种内部电路连接形式不同的电力半导体模块，诸如双向晶闸管、MOSFET、IGBT 和智能功率模块等，使得半导体功率器件模块化技术得以更快地发展。
20世纪80年代，以MOS结构为基础的现代高效半导体器件的研发成功，奠定了半导体功率器件在现代电力电子技术中的地位。MOSFET和IGBT器件采用电压型驱动方式，具有驱动功率小、开关速度快、饱和压降低以及可耐高电压、大电流等一系列应用上的优点，并可用集成电路实现驱动和控制，进而发展到集成MOSFET和IGBT芯片，快速二极管芯片，控制和驱动电路，过压、过流、过热和欠压保护电路，钳位电路以及自诊断电路等在同一绝缘外壳内的智能功率模块（Intelligent Power Module，IPM）。这为电力电子电源的高频化、小型化、高可靠性和高性能奠定了器件基础。
目前，半导体功率器件应用技术已经成为新世纪应用最广泛和最受关注的技术之一，随着新型半导体功率器件开发和应用技术的发展，它已成为一个涉及领域广阔的学科，可以说凡是涉及电能应用的场合便有其用武之地。时至今日，它不仅已发展成为高科技的一个分支，而且还是许多高科技的支撑。
为此，本书结合国内外电力电子器件的发展方向，在简要介绍MOSFET和IGBT结构与特性的基础上，重点阐述了高效半导体功率器件的驱动、保护电路的设计及应用实例。本书尽量做到有针对性和实用性，力求做到通俗易懂和结合实际，使得从事半导体功率器件开发、设计和应用的人员从中获益。读者可以以此为“桥梁”，系统地了解和掌握MOSFET和IGBT的最新应用技术。
参加本书编写工作的有周志敏、纪爱华、周纪海、刘建秀、顾发娥、纪达安、刘淑芬、纪和平等。本书写作过程中，在资料收集和技术信息交流上都得到了国内外专业学者和半导体功率器件制造商的大力支持，在此表示衷心的感谢。
由于时间仓促，作者水平有限，书中难免有不足之处，敬请读者批评指正。作者第1章 半导体功率器件基础知识1.1 半导体功率器件1.1.1 功率半导体技术的发展
1．功率半导体技术
功率半导体技术是电力电子技术的基础与核心。随着微电子技术的发展，以栅控功率器件与智能功率集成电路为代表的现代功率半导体技术从20世纪80年代以来得到迅速发展，进而极大地推动了电力电子技术的进步。而电力电子技术的不断进步反过来又促使功率半导体技术向高频、高温、高压、大功率及智能化、系统化方向发展。电力电子技术的发展动力来源于各种应用的发展，电力电子技术在其发展的前二三十年中（20世纪60～80年代）主要应用于工业和电力系统。近一二十年来，由于4C产业（Communication，通信；Computer，计算机；Consumer Electronics，消费电器；Car Electronics，汽车电子）的迅速发展，电力电子技术的覆盖面也有了很大的变化，已覆盖了关系到国家科技发展的多种领域。
功率半导体器件的发展为上述各种新应用的发展提供了实现的可能性。功率半导体器件的发展已经迈出了两大步：第一步是各种类型的晶闸管，这是电力电子技术前二三十年发展的基础；第二步是各种类型的MOS型器件，它为4C产业的发展奠定了扎实的基础。当前功率半导体器件的发展正在迈出第三步，即功率半导体器件（电力电子器件）和微电子器件的紧密结合，这可以表现为下述3个方面。
① 新型功率半导体的芯片制造技术已和集成电路制造技术十分接近，都属于亚微米甚至向深亚微米技术发展。
② 功率半导体的封装技术越来越趋近于微电子器件，如近年来集成电路封装所采用的BGA（球栅阵列）等技术已引入到功率半导体的外壳封装上。但功率半导体的封装仍保持其原有特色，如为更好散热而采用了传统大功率器件的双面散热方式。
③ 高电压的大功率半导体器件与低电压集成电路集成在同一芯片中或同一封装中，功率半导体的封装技术已形成了向在一个封装中具有多芯片模块（MCM）发展的趋势。这些最新进展促使各种电力电子装置的电气性能更好，体积更小，效率及可靠性更高，更有利于实现生产的自动化和规模化，从而降低成本，更宜于推广应用。
信息电子或微电子不仅是电力电子技术发展的合作伙伴，它们在工艺上互通有无，而且也是电力电子的主要用户。在某种意义上说，正是信息电子技术对电源和功率的要求不断提高，才促进功率半导体器件和技术的快速发展。提高功率转换、传送和控制的效率，一直是电力电子技术所追求的目标，是电力电子学的主要特征之一，也是这门技术学科与信息电子学在技术上的主要区别。对于信息处理用的低电平电路，降低功耗一直是个大课题，而效率往往并不是它的重要话题。然而，对于电力电子技术中的功率变换电路，不能容忍其效率低于85%。如今，功率转换的效率可以达到90%以上。然而，人们继续从功率器件和系统两方面努力，进一步提高它的效率。效率高，则功率损耗低，减少了能量消耗，现在全世界都在关注节能问题。同时，效率高，损耗低，可以降低对散热的要求，可以缩小散热器的体积，甚至可以不用散热装置。这样可以减小整机的体积、重量，间接地又提高了整机设备的可靠性并降低其成本。
电力电子技术的发展又表现为功率半导体器件在功率变换中的广泛应用，几年来的发展表现得十分强劲，促使出现一个新的术语去描述它，即所谓的功率管理。它的内涵已不同于功率变换，而是一种更为扩展和准确的描述。如广泛应用的功率因数校正技术（PFC），显然用功率管理来描述更为恰当。当前很多论文及杂志都已采用了这个名词去描述电力电子技术的这一最新特征。
2．功率半导体器件的发展阶段
功率半导体器件经过了40多年的发展，器件制造技术上不断提高，已经历了以晶闸管为代表的分立元件，以可关断晶闸管（GTO）、巨型晶体管（GTR）、功率MOSFET和绝缘栅双极晶体管（IGBT）为代表的功率集成器件（PID），以智能化功率集成电路（SSPIC）、高压功率集成电路（HVIC）为代表的功率集成电路（SPIC）3个发展时期。具体可分为以下4个阶段。
① 第一阶段：以整流管、晶闸管为代表的发展阶段，其在低频、大功率变流领域中的应用占有优势，很快便完全取代了汞弧整流器。
② 第二阶段：以GTO、GTR等全控器件为代表的发展阶段，虽仍属电流型控制模式，但其应用使变流器的准高频化得以实现。
③ 第三阶段：以功率MOSFET、IGBT等电压型全控器件为代表的发展阶段，可直接用IC进行驱动，高频特性更好。在此阶段器件制造技术已进入了和微电子技术相结合的初级阶段，即电力电子器件与电子器件在发展道路上经历了一段时间的各自研发之后，又走到互相渗透、互相推进的创新阶段。
④ 第四阶段：以SSPIC、HVIC等功率集成电路为代表的发展阶段，使电力电子技术与微电子技术更紧密地结合在了一起，出现了将全控型电力电子器件与驱动电路、控制电路、检测电路、保护电路、逻辑电路等集成在一起的高度智能化的功率集成电路。它实现了器件与电路的集成，强电与弱电、功率流与信息流的集成，成为机和电之间的智能化接口，是机电一体化的基础单元。预计 SPIC 的发展将会使电力电子技术实现第二次革命，进入全新的智能化时代。这一阶段还处在不断发展中。
图1-1给出了各种主要功率半导体器件。暂且把功率半导体器件分为3类：即传统的双极型器件、功率MOSFET及其相关器件、特大功率器件等。从晶闸管靠换相电流过零关断的半控器件发展到PID、SPIC，通过栅极或栅极控制脉冲可实现器件导通与关断，从而实现了真正意义上的可控硅。在器件的控制模式上，从电流型控制模式发展到电压型控制模式，不仅大大降低了栅极的控制功率，而且大大提高了器件导通与关断的转换速度，从而使器件的工作频率由工频发展到中频、高频，目前正向着大容量、高频率、易驱动、低损耗、模块化、复合化方向发展。图1-1 功率半导体器件概貌
目前，应用在中压大功率领域的电力电子器件已形成GTO、IGCT、IGBT、IEGT相互竞争、不断创新的技术市场。在大功率（1MW）、低频率（1kHz）传动领域，如电力牵引机车领域GTO、IGCT有着独特的优势，而在高载波频率的应用领域IGBT、IEGT有着广阔的发展前景，在现阶段中压大功率应用领域将由这4种电力电子器件构成其主流器件。
在器件结构上，从分立元件发展到由分立元件组合成功率变换电路的初级模块，继而发展为功率变换电路与触发控制电路、缓冲电路、检测电路、保护电路等组合在一起的智能模块。功率集成器件从单一器件发展到模块的速度更为迅速，今天已经开发出具有智能化功能的模块（IPM）。具有代表性的电力半导体器件与模块的发展概况见表1-1。表1-1 具有代表性的电力半导体器件发展概况
最近20年来，功率器件及其封装技术的迅猛发展导致了电力电子技术领域的巨大变化。当今的市场要求电力电子装置要具有宽广的应用范围、量体裁衣的解决方案、更小的体积和重量、效率更高的芯片、更长的寿命和更短的产品开发周期，易于集成化和智能化，更加质优价廉。在过去的数年中已有众多的研发成果不断提供新的、经济安全的解决方案，从而将功率模块大量地应用到一系列的工业和消费领域中。功率半导体技术的发展为高频变换产品的开发，为变流器实现高频化、小型化、轻量化，为节能、节材、提高效率与可靠性奠定了基础。1.1.2 功率半导体器件的发展趋势
1．电力电子集成技术
电力电子集成概念的提出有近20余年的历史，早期的思路是单片集成，体现了片内系统（System on Chip，SOC）的概念，即将主电路以及驱动、保护和控制电路等全部制造在同一个硅片上。由于高压、大电流的主电路元件和其他低压、小电流电路元件的制造工艺差别较大，还有高压隔离和传热的问题，故单片集成难度很大。而在中大功率范围内只能采用混合集成的办法，将多个不同工艺的器件裸片封装在一个模块内，现在广泛使用的电力电子功率模块和智能功率模块（Intelligent Power Module，IPM）都体现了这种思想。1997 年前后美国政府、军方及电力电子技术领域的一些著名学者共同提出了电力电子积木（Power Electronic Building Block，PEBB）的概念，明确了集成化这一电力电子技术未来的发展方向，并将电力电子集成技术的研究推向高潮。总的来说，电力电子装置与系统的集成可以分为3个不同的层次和形式。（1）单片集成
单片集成即将电力电子电路中的功率器件以及驱动、控制和保护电路都采用半导体集成电路的加工方法制作在同一硅片上，体现了SOC的概念。这种集成方式的集成度最高，适合大批量、自动化制造，可以非常有效地降低成本，减小体积和重量，目前仅在小功率范围有所应用，如TopSwitch 等。随着新型半导体材料和加工工艺的发展，将来必然向较大的功率等级发展。（2）混合集成
混合集成就是采用封装的技术手段，将分别包含功率器件以及驱动、保护和控制电路的多个硅片封入同一模块中，形成具有部分或完整功能的、相对独立的单元。这种集成方法可以较好地解决不同工艺的电路间的组合与高电压隔离等问题，具有较高的集成度，也可以比较有效地减小体积和重量，但目前在分布参数、电磁兼容、传热等方面还存在较高难度的技术问题，并且尚不能有效地降低成本和达到较高的可靠性，因此，目前仍以中等功率应用为主，并正在向大功率方向发展。混合集成的典型例子是IPM。在某种意义上，混合集成是在集成度与技术难度之间，根据当前的技术水平所采取的一种折中方案，具有较大的现实意义，是目前电力电子集成技术的主流方式。（3）系统集成
系统集成也就是系统级的集成，这是目前在工程技术领域普遍采用的集成方案，其含义是将已有的实体经过有机的组合及拼装形成一个完整的系统。在电力电子技术领域，系统集成一般指将多个电路或装置有机地组合成具有完整功能的电力电子系统，如通信电源系统等。系统集成是功能的集成，具有低的集成度和技术难度，容易实现，但由于集成度低，与独立的装置和电路相比，其体积和重量都无法显著降低，而且其构成仍以分立的元器件为主，设计、制造都较复杂，不能明显地体现集成的优势。目前，系统集成技术多用于功率很大、结构和功能复杂的系统。当前，国际电力电子学界所谈论的集成概念一般指单片集成和混合集成，而很少包含系统集成这一层次。
2．微电子和电力电子的进一步结合
当前由于微电子和电力电子的进一步结合，功率半导体器件正在迈出第三步，可以表现在以下3个方面。
① 新型功率半导体器件的芯片制造正越来越多地采用了集成电路芯片技术，换句话来说，功率半导体器件正在采用亚微米技术并向深亚微米方向发展。认为功率半导体器件只是一种低工艺水平技术的概念现在应该做出改变。当然，功率半导体器件的制造并未采用最先进的IC工艺技术，但这些差别却使利用较为便宜的设备成为可能，从而降低制造成本。这一点对功率半导体器件的发展是很重要的。
② 不仅是芯片技术，功率半导体器件的封装技术也正向集成电路靠拢。过去一些年来，集成电路的封装热点是采用BGA（球栅阵列）和MCM（多芯片模块）技术，这些也已逐步成为新型功率半导体器件采用的封装方式。如IR公司的FlipFET及iPOWIR都采用了BGA技术，而iPOWIR同时又是最典型的MCM技术。当然功率半导体器件在散热方面比集成电路有更高的要求，过去晶闸管封装中常见的双面散热现在也第一次被用在MOS型器件中来，如DirectFET。
③ 目前的一个新趋势是功率半导体器件和集成电路往往被组合在同一个芯片或同一个封装中。也就是说，把更多功能的控制部分和功率部分、保护电路都组合在一个器件中。过去人们所指的功率集成电路主要是指高压驱动电路，即用来驱动较高电压的 MOSFET 或IGBT 所用的集成电路。而当前却产生了一类称为功率管理用的集成电路及其相关的功率器件，其电压可能不高，但控制功能大大加强。最典型的是DC/DC变换器应用中的一些器件。因此，认为功率器件只是指分立元件的概念已经有了根本转变。例如IR公司生产的IC和相关或具有特殊功能的先进器件已超过常规的分立元件，而且正进一步向生产“系统”的方向发展。有一个说法是，今后系统及IC等先进器件的生产将成为主体。在这样一个发展过程中，功率管理（Power Management）这个用语就变得越来越普遍。
国外关于功率管理的提法已经相当普及，特别是在和 4C 产业有关的电力电子行业，其出现的频度甚至高于原有的电力电子。功率管理只是电力电子发展到现阶段在某些领域的一个新提法。相对于电力电子而言，功率管理更强调管理和控制方面的功能。
功率变换（Power Conversion）过去几乎就是电力电子的代名词，但功率变换还不能全部包括电力电子中功率管理的内容，如功率因数校正及低压差稳压器（LDO）等。LDO广泛用于计算机的电源中，用于小范围电压的调整与稳定。它是一个IC，同时也包含功率器件在内。例如在AC/DC电源中，可以有一个带PWM又具有零电压开通功能的功率器件，它同时也是一个 IC。IR 公司把它称为集成开关（Integrated Switch）。这些都是 IC 和功率器件组合的典型例子。
现在已经有很多采用表面贴装工艺的功率器件，但那些封装形式大体是沿用了集成电路的原有封装。所以从散热角度来说，不一定最适合于功率器件。DirectFET 是第一次把功率器件的双面散热引入到表面贴装型的器件中来。DirectFET的尺寸大小相当于SO-8外壳，但外壳本身的电阻仅为0.1mΩ，而SO-8却为1.5mΩ，因而使器件的电流密度增大1倍，使电路板的面积比原来用SO-8外壳时减小50%。用一对DirectFET（控制FET与同步FET）组成的同步降压变换器可在1.3V电压下提供30A的电流。由此组成的功率系统符合Intel公司最新的64位处理器Itanium2的功率管理要求。在DirectFET的一面可看到一个栅极和两个源极引出部分，它们将直接焊在电路板上。另一面是一个铜盖，是漏极，也是可散热的另一面。DirectFET 只有 5mm × 6.35mm × 0.7mm大小。这种器件将用于高档的笔记本电脑、服务器的电压调制模块、工作站和主机及先进的通信和数据系统中。
3．新技术动向（1）微细加工技术
对于多子器件功率MOSFET的研究，耐压与导通电阻已接近理论极限。采用微细加工工艺制作的平面型IGBT，其单元尺寸大大减小。采用微细加工工艺制作的RESURF结构降低平面型 MOS 的导通电阻效果明显。利用微细加工技术制作的槽栅，其沟道电阻与平面型相比要小近一半（对60V）。微细加工的挖槽结构还有效地改善了IGBT的性能，低的沟道电阻有利于防止NPN寄生双极型晶体管的误动作，实现IGBT高速、高耐压的协调。微加工技术的引入使功率器件家族中增加了众多新成员。（2）器件的设计技术
利用器件设计技术改善电力半导体性能的典型实例之一是 NPT-IGBT 和续流二极管（FWD）的低压降化，新设计的NPT同PT型相比具有耐压能力强、器件并联运行容易、并联损耗随温度升高而变小等一系列特点。另外，利用数值解析、仿真进行工艺优化和结构优化，并研究同电路的相互作用、电流分布、发热和冷却、热应力的产生、电磁场的产生、破坏解析等。（3）高耐压SOI技术
SOI（Silicon on Insulator）指的是 Si 基片中间存在着氧化膜结构，氧化膜上的 Si 称为“活性层”，下层的硅称为“台基极”。使用Si活性层的厚度是7μm，中间氧化膜的厚度是2μm，可以实现250V高耐压。SOI技术广泛用于功率集成和系统集成。（4）功率器件的智能化技术
功率器件的智能化有两个发展方向：其一是将外围电路集成于一个芯片的单片集成（Smart-power IC），目前功率仍较小，在汽车领域有广泛的应用；其二是将过热、过流、过压保护电路以及自诊断电路、驱动电路与多个主电路芯片以厚膜电路方式集成于一体的智能功率模块IPM。IPM具有以下特点。
① 低损耗，采用第四代挖槽型IGBT的IPM与第三代相比损耗可降低30%。
② 可实现PAM控制，电源输出范围广。
③ 可实现额定负荷率99%以上的高功率因数。
④ 负载切换时可以抑制电压的上升率。
⑤ 具有过压、短路、过热等保护功能。
⑥ 模块外形尺寸和安装尺寸的标准化使得模块化占用安装空间小，安装和维护更加方便。
⑦ 适合高频应用，谐波符合IEC标准。1.2 功率MOSFET1.2.1 功率MOSFET的结构与工作原理
1．功率MOSFET的种类和特点
MOSFET 的原意是：采用 MOS（Metal Oxide Semiconductor，金属氧化物半导体）制作的 FET（Field Effect Transistor，场效应晶体管），即以金属层（M）的栅极隔着氧化层（O）利用电场的效应来控制半导体（S）的场效应晶体管。功率MOSFET和MOSFET器件在结构上就有着显著的差异。一般集成电路里的MOSFET都是平面式（Planar）结构，晶体管内的各端点都离芯片表面只有几微米的距离。而所有的功率器件都是垂直式（Vertical）的结构，器件可以同时承受高电压与大电流的工作环境。一个功率MOSFET能耐受的电压是杂质掺杂浓度与 n-type 磊晶层（Epitaxial Layer）厚度的函数，而能通过的电流则和器件的通道宽度有关，通道越宽则能容纳越大的电流。对于一个平面结构的MOSFET而言，能承受的电流以及崩溃电压都和其通道的长宽有关。对垂直结构的MOSFET来说，器件的面积和其能容纳的电流成正比，磊晶层厚度则和其崩溃电压成正比。采用平面式结构的功率MOSFET主要用在高级的音响放大器中，它在饱和区的特性比垂直结构更好。垂直式功率MOSFET则多半用于开关切换，取其导通电阻（Turn-on Resistance）非常小的优点。
功率场效应管也分为结型和绝缘栅型，但通常主要指绝缘栅型中的 MOS 型场效应管（Metal Oxide Semiconductor-FET），简称功率 MOSFET（Power MOSFET）。结型功率场效应管一般称作静电感应晶体管（Static Induction Transistor-SIT），其特点是用栅极电压来控制漏极电流，驱动电路简单，需要的驱动功率小，开关速度快，工作频率高，热稳定性优于GTR，但其电流容量小，耐压低，一般只适用于功率不超过10kW的电力电子装置。
功率MOSFET按导电沟道可分为P沟道和N沟道，按栅极电压幅值可分为耗尽型（当栅极电压为零时漏、源极之间就存在导电沟道）和增强型（对于N或P沟道器件，栅极电压大于或小于零时才存在导电沟道）。功率MOSFET主要是N沟道增强型。
MOSFET是电压控制型器件，因此在驱动大电流时无需推动级，电路较简单。输入栅极电压 V控制着漏极电流 I，即一定条件下，GD漏极电流 I取决于栅极电压 V。增强型功率MOSFET具有下述主要DG特点。15
① 输入阻抗高，最高可达10Ω。
② 噪声低；没有少数载流子存储效应，因而作为开关时不会因存储效应而引起开关时间的延迟；开关速度高（开关时间为几十纳秒到几百纳秒），开关损耗小。
③ 没有偏置残余电压，在作为斩波器时可提高斩波电路的性能；可用作双向开关电路；在V=0、V=0的情况下，在导通时其GSDS导通电阻很小（目前可做到几毫欧）。
④ 损耗小，是较理想的开关。由于损耗小，可在小尺寸封装时输出较大的开关电流，而无需加散热片。
⑤ 功率MOSFET可以多个并联使用，增加输出电流而无需均流电阻。
2．功率MOSFET的工作原理
N沟道增强型功率MOSFET的内部结构如图1-2所示。其中源极（S）和漏极（D）与P型衬底材料之间用扩散杂质的方法形成一个N区，这样各形成一个PN结。栅极（G）在SiO绝缘层上，与P型硅衬2底、源极及漏极都是绝缘的。图1-2 N 沟道增强型功率 MOSFET的内部结构
若漏极及源极之间加了一个V电压（而栅极与源极之间未加电DS压），则漏极与源极通道是由两个背靠背的PN结和P型硅本体电阻串联组成的。由于其PN结的反向电流极小，在常温（25℃）下，其最大值为1μA（这电流称为I），相当于漏极、源极关断。DSS
若在栅极与P型硅衬底之间加V电压，则可把栅极和P型硅衬底GS看作电容器的极板，而SiO是绝缘介质，它们之间形成一个电容器。2当加上V后在SiO和栅极的界面上感应出正电荷，而在SiO与P型GS22硅衬底的界面上感应出负电荷，如图1-3所示。在P型硅衬底上感应的负电荷与 P 型硅衬底中的多数载流子（空穴）的极性相反，所以称为“反型层”，这使半导体漏极和源极之间的类型由P型转变成N型，允许漏极、源极的N区连接，从而形成导电沟道。如果这时在漏极和源极之间加上了V电压，则它由漏极经N区、导电沟道及源极的N区DS形成的通路的电阻较小，可产生较小的电流I。但是，如果V电压DGS较低，感应出来的少量负电荷被P型衬底中的空穴所俘获，因而形不成导电沟道，仍然没有电流。当V增大到某一临界值后，在电场的GS作用下产生足够的负电荷把两个分离的N区沟通，这个电压称为开启电压或栅极阈值电压（用符号V表示）。常用I=10μA（有的用IGS(th)DD＝250μA）时的V作为V，如图1-4所示。当V＞V且V＞GSGS(th)GSGS(th)DS2V−V时，I与（V−V）成正比。所以，很小的V就可GSGS(th)DGSGS(th)GSD以控制很大的I，足以使N沟道MOSFET饱和导通。V＞V后才GSGS(th)有电流，V越大，在P型衬底上感应出的负电荷越多，形成的导电GS沟道越深，漏、源极之间的电流也越大。这就是N沟道增强型MOSFET的工作原理。P沟道增强型MOSFET的工作原理与N沟道的相同。图1-3 在 SiO与 P型硅衬底界面上感应出负电荷2图1-4 V作为V与I的特性曲线GSGS(th)D
场效应管的工作方式有两种：当栅压为零时有较大漏极电流的称为耗散型；当栅压为零时漏极电流也为零，必须再加一定的栅压之后才有漏极电流的称为增强型。功率MOSFET大都采用垂直导电结构，又称为 VMOSFET（Vertical MOSFET），大大提高了 MOSFET 器件的耐压和耐电流能力。
功率MOSFET有两项参数是最重要的：一个是R，即通态时DS(on)的漏源电阻；另一个是Q，即栅极电荷，实际是栅极电容。栅极电g容细分起来可分成好几个部分，与器件的外特性输入与输出电容也有较复杂的关系。
为降低R，先要分析一下R是由哪些部分组成的。芯片DS(on)DS(on)中各部分的电阻如图1-5所示。
① R为沟道电阻，即栅极下沟道的电阻。当前功率 MOSFET CH发展的一个重要趋势就是把单个元胞的面积越做越小，元胞的密度越做越高，其原因就是为了降低沟道电阻。HEXFET的电流在栅极下横向流过沟道，其电阻的大小和电流通过沟道时的截面有关，而这个截面随器件内元胞周界的增长而增大。当元胞密度增大时，在一定的面积内，围绕着所有元胞的总周界长度也迅速扩大，从而使沟道电阻得以减小。
② R为 JFET 电阻，即把各元胞的 P-基区（P-Base）所夹住的J那部分看为 JFET。JFET是结型场效应晶体管（Junction FET）的简称。结型场效应管是以 PN 结上的电场来控制所夹沟道中的电流。虽同称为场效应晶体管，但它和MOSFET是以表面电场来控制沟道中电流的情况不同，所以MOSFET有时也被称为表面场效应管。为降低JFET电阻，采用了一种工艺，即增大所夹沟道中的掺杂浓度，以求减小JFET的沟道电阻。沟槽式结构也为降低JFET电阻带来好处。从图1-6（a）中也可以看出，原结构中的 JFET 在沟槽型结构中已经消失。这也就使其R得以进一步减小。然而沟槽式的缺点是其工艺DS(on)成本要比原平面型的结构高。
③ R为漂移层电阻，主要是外延层中的电阻。一般制造功率 DMOSFET 都采用外延片，所谓外延片即在原始的低阻衬底硅片上向外延伸一个高阻层。高阻层用来耐受电压，低阻衬底作为支撑又不增加很多电阻。对MOSFET来说，载流子（电子或空穴）在这些区域是在外界电压下作漂移（Drift）运动，故而相关的电阻称为R。若要求DMOSFET的耐压高，就必须提高高阻层（对N沟道MOSFET来说称为N-层）的电阻率，但当外延层的电阻率提高时， R也随之提高。这D也是很少出现 1 000V 以上的高压 MOSFET 的原因。
在双极型晶体管中（晶闸管也一样），有少数载流子注入基区来调节体内电阻，所以硅片电阻率的提高对内阻的增大影响较小。但 MOSFET 不属于双极型晶体管，它依赖多数载流子导电，所以完全是以外延层的电阻率来决定其R，因而使MOSFET的R与器件耐DDS(on)压之间有一个2.4～2.6次方的关系，即要求器件的耐压提高时，其R必然有一个十分迅速的上升。DS(on)
如果N沟道MOSFET中的P基区向体内伸出的部分较长而形成一个P柱，如图1-6（b）所示。则当在漏、源极之间加上电压时，其电场分布就会发生根本的变化。通常在 PN 结上加上电压时，电位线基本上是平行于PN结面的。但这种P柱在一定的设计下可使电位线几乎和元件表面平行。就像P柱区和N区已被中和为一片高阻区一样。于是就可以采用较低的电阻率取得器件较高的耐压。这样，R就因DS(on)较低的电阻率而大大下降，和耐压的关系也不再遵循前面所提到的2.4～2.6次方的关系了。这样一种思路为MOSFET拓宽了往高耐压的发展。图1-5 芯片中各部分的电阻图1-6 沟槽式结构示意图
MOSFET常用在频率较高的场合，开关损耗在频率提高时越来越占主要位置。降低栅电荷，可有效降低开关损耗。为了降低栅电荷，从减小电容的角度很容易理解在制造上应采取的措施。为减小电容，增大绝缘层厚度（在这儿是增加氧化层厚度）是措施之一。减小电容板一侧的所需电荷（现在是降低沟道区的掺杂浓度）也是一个措施。此外，就需要缩小电容板的面积，这也是要减小栅极面积。缩小元胞面积，可以增加元胞密度。从单个元胞来看，似乎可以缩小多晶层的宽度，但从整体来讲，其总的栅极覆盖面积实际上是增大的。从这一点来看，增加元胞密度和减小电容有一定的矛盾。
3．功率MOSFET的基本特性（1）静态特性
功率MOSFET的输出特性如图1-7（a）所示。功率MOSFET的几种工作状态如下。
① 正向截止状态。当外加一个正的漏源电压V时，若栅源电压DSV小于栅源开启电压V，则在漏、源极之间只有一个很小的漏GSGS(th)电流I在流动。当V增大时，I也略有增加。当V超过某一特DSSDSDSSDS定的最高允许值V时，PIN结（P+阱区/N−漂移区/N+外延生长层）DSS会发生锁定现象（锁定电压V）。这一锁定电压在物理上大致(BR)DSS对应了MOSFET结构中的寄生NPN双极型晶体管的击穿电压V。CER该NPN晶体管由N源区（发射极）、P+阱区（基极）、N−漂移区和N+生长层（集电极）构成。由集电极—基极二极管的锁定现象所引起的电流放大效应，可能会导致寄生双极型晶体管的导通，从而导致MOSFET损坏。
采用各种设计措施，如精细的MOSFET单元、均匀的单元布置、低阻的P+阱区、优化的边缘结构以及严格统一的工艺，先进的MOSFET已经可以实现很小的单元锁定电流。这样一来，在严格遵守给定参数的情况下，寄生双极型晶体管结构的导通现象基本上可以被防止。所以，对于这一类的MOSFET芯片可以定义一个允许的锁定能量E，分别针对单个脉冲以及周期性的负载（锁定能量由最高允许A的芯片温度所限定）。在功率模块由多个MOSFET芯片并联而成的情况下，因为不可能取得芯片间绝对的均衡，所以仅允许使用单个芯片所能够保证的E最大值。A
② 导通状态。在漏源电压 V和漏电流 I均为正的情况下，正DSD向的导通状态可分为两个区域，如图1-7（a）中第一象限所示。
主动区域：当栅源电压仅略大于栅源开启电压时，沟道内电流的饱和作用将产生一个可观的压降（输出特性的水平线）。此时，I由DV所控制。在图1-7（b）中，转移特性可以借助正向转移斜率g来GSfs描述。
在主动区域内，正向转移斜率随着 I和源极电压的增大而增大，D并随芯片温度的升高而减小。因为由多个MOSFET芯片并联而成的功率模块只允许在开关状态下工作，所以，主动区域只是在开通和关断过程中被经过。一般来说，制造商不允许此类模块在主动区域内稳定运行，原因是V随温度的上升而下降，所以，单个芯片之间小小GS(th)的制造偏差就有可能引起温升失衡。
电阻性区域：在开关工作状态下，如果I仅由外电路所决定，就D处于被称为通态的阻性区域。此时的导通特性可以用通态电阻，即漏源电压V和漏极电流I之商来描述。在大信号区域内，通态电压遵DSD守以下关系。图1-7 功率 MOSFET的输出特性与转移特性
R依赖于栅源电压V和芯片温度，在MOSFET通常的工作DS(on)GS温度范围内，它在温度从25℃升高到125℃时大约会增加1倍。
③ 反向运行。在反向运行时（第三象限），如果V小于V，GSGS(th)则MOSFET会显示出二极管特性。这一特性由MOSFET结构中的寄生二极管所引起。集电极—基极的PN结或源漏PN结（反向二极管的双极型电流）的导通电压分别决定了MOSFET在反向时的导通特性，如图1-8（a）所示。这个双极型反向二极管可以运行到由MOSFET所给定的电流极限下。然而在实际应用中，这个反向二极管将导致较大的通态损耗，它与MOSFET本身的损耗一起，必须被散发出去。MOSFET在作为硬开关应用时具有较差的关断特性，从而限制了MOSFET的应用范围。
原则上只要栅源电压大于栅源开启电压，即使漏源电压为负值，MOSFET的沟道也可以受控至导通状态，如图1-8（b）所示。如果此时的栅源电压保持在反向二极管的开启电压之下（例如通过并联一个肖特基二极管），则漏、源极之间的反向电流就只是单极性的电子电流（多子电流）。这样一来，它的关断特性则与MOSFET的关断特性相同。反向电流依赖于V和V，如图1-7（a）中的虚线所示。DSGS图1-8 功率 MOSFET的反向运行
在图1-8（c）中，当沟道导通且存在着一个导通的双极型反向二极管时（漏源电压大于栅源开启电压），则会出现两者相结合的电流运行状况。与简单地并联了一个二极管的MOSFET相比，由于被注入的载流子还可以横向扩散，从而使得MOSFET的导电能力增强，最终导致通态电压下降。（2）动态特性
功率MOSFET的测试电路和开关过程波形如图1-9所示。开通过程的开通延迟时间t指V前沿时刻到V=V并开始出现i的时刻间d(on)pGSTD的时间段。开通过程的上升时间t指V从V上升到MOSFET进入非rGST饱和区的栅压V的时间段。GSP图1-9 功率 MOSFET的测试电路开关过程波形
i稳态值由漏极电源电压V和漏极负载电阻决定。V的大小和DEGSPi的稳态值有关，V达到V后，在V的作用下继续升高直至达到DGSGSPp稳态，但i已不变。开通过程的开通时间t为开通延迟时间与上升时Don间之和。
关断过程的关断延迟时间t指从V下降到零起，MOSFET的输d(off)p入电容（即MOSFET的栅极和漏极间的电容）C通过R和R放电，inSGV按指数规律下降到V时，i开始减小为零的时间段。GSGSPD
关断过程的下降时间t指V从V下降起，i减小，到V MOSFET的开关速度和C充放电有很大关系，使用中无法减小inC的容量，但可降低驱动电路的内阻 R以减小时间常数，加快开关inS速度。MOSFET 只靠多子导电，不存在少子储存效应，因而关断过程非常迅速，开关时间为10～100ns，工作频率可达100kHz以上，是主要电力电子器件中最高的。场控器件在静态时几乎不需输入电流，但在开关过程中需对输入电容充放电，仍需一定的驱动功率。开关频率越高，所需要的驱动功率越大。 4．功率MOSFET的雪崩击穿与开关安全工作区 功率MOSFET是现代电源中广泛使用的开关器件，由于功率MOSFET的工作频率不断提高，使得器件尺寸得以减小，功率密度得以提高。这样就会增大电流变化率（di/dt），增强了寄生电感的负面作用，导致功率MOSFET的源极和漏极之间产生很高的电压尖峰。这种尖峰电压在器件上电时更为严重，功率MOSFET具有一定的抗过压能力，因此无需外加成本高昂的保护电路。 在实际应用中，器件过压分为两种情况。一种是功率MOSFET的源、漏极之间的电压超过规定的最大绝对额定值，但还未达到器件的击穿电压。这种情况实际上不属于雪崩击穿的范畴，器件的适用性可通过分析结区温度来确定。另一种情况是器件已击穿并进入雪崩模式。当器件发生击穿时，其源、漏极之间的电压幅值将被钳位到有效击穿电压的水平，而电流会通过寄生反并联二极管整流。 MOSFET的体内等效电路如图1-10（a）所示，其中含有一个寄生的双极型晶体管VT，它的集电极和发射极同时也是MOSFET的漏2极和源极。当MOSFET的漏极存在大电流（I）、高电压（V）时，DD器件内的电离作用加剧，出现大量的空穴电流，经 R流入源极，导B致寄生晶体管基极电势 V升高，出现所谓的“快回”（Snap-back）B现象，即在 V升高到一定程度时，寄生晶体管VT导通，集电极（即B2漏极）电压快速返回到晶体管基极开路时的击穿电压（在增益很高的晶体管中该值相对较小），从而发生雪崩击穿，如图1-11所示。图1-10 MOSFET的等效电路图1-11 雪崩击穿时的I-V曲线 大量的研究和试验表明，晶体管雪崩击穿时的集电极电流I很CSB小。另外，由于寄生晶体管的增益较大，故在雪崩击穿时晶体管基极电子、空穴重新结合所形成的电流以及从晶体管集电极到发射极之间空穴移动所形成的电流只占了MOSFET漏极电流的一小部分。所有的基极电流I流过R。当I使基极电位升高到一定程度时，寄生晶体管BBB进入导通状态，MOSFET的漏源电压迅速下降，发生雪崩击穿故障。 对于不同的器件，发生雪崩式注入的情况是不同的。对于双极型晶体管，除了电场应力的原因外，正向偏置时器件的热不稳定性也有可能使其电流密度达到雪崩式注入值。而对于MOSFET，由于是多数载流子器件，通常认为其不会发生正向偏置二次击穿，而在反向偏置时，只有电气方面的因素能使其电流密度达到雪崩注入值，而与热应力无关。 如图1-10所示，在MOSFET内部各层间存在寄生二极管和晶体管。从微观角度来看，这些寄生器件都是器件内部 PN 结间形成的等效器件，它们中的空穴、电子在高速开关过程中受各种因素的影响，会导致MOSFET出现各种不同的表现。导通时，正向电压大于门槛电压，电子由源极经体表反转层形成的沟道进入漏极，之后直接进入漏极结点；漏极寄生二极管的反向漏电流会在饱和区产生一个小的电流分量。而在稳态时，对寄生二极管、晶体管的影响不大。关断时，为使MOSFET的体表反转层关断，应当去掉栅极电压或加反向电压。这时，沟道电流（漏极电流）开始减小，感性负载使漏极电压升高以维持漏极电流恒定。漏极电压升高，其电流由沟道电流和位移电流（漏极体二极管耗尽区生成的，且与 dV/dt 成比例）组成。漏极电压升高的DS比率与基极放电以及漏极耗尽区充电的比率有关，而后者是由漏源极电容、漏极电流决定的。在忽略其他原因时，漏极电流越大，电压升高得越快。 如果没有外部钳位电路，漏极电压将持续升高，则漏极体二极管由于雪崩倍增产生载流子而进入持续导通模式（Sustaining Mode）。此时，全部的漏极电流（此时即雪崩电流）流过体二极管，而沟道电流为零。 由上述分析可以看出，可能引起雪崩击穿的 3 种电流为漏电流、位移电流（即 dV/dt电流）和雪崩电流，在理论上三者都会激DS活寄生晶体管导通。寄生晶体管导通使MOSFET由高压、小电流状态迅速过渡到低压、大电流状态，从而发生雪崩击穿。 在大多数功率MOSFET数据图表中都包含图1-12所示的UISSOA（开关安全工作区）的3个区域。当器件发生击穿时，便可利用这个图通过简单的参数来确定或评估器件对应用的适用性。这些参数包括：在雪崩期间通过功率MOSFET的峰值电流（I）、在ASUIS（自钳制电感性开关）脉冲开端的结区温度（T）以及在雪崩时j功率MOSFET保持的时间（t）。将I和t的关系曲线绘制在图表AVASAV上，便可确定器件的V适应能力。IS 图1-12所示的UISSOA的3个区域为：区域1为25℃温度线的右上部分，区域2为最大结区温度线的左下部分，区域3为这两条温度线之间的区域。在区域1和区域2内，器件的适应性很容易确定：器件工作于 V额定电压范围内（区域 2），或超出了额定电压（区域IS1）。但当器件落在区域3时，就需要知道V脉冲在功率MOSFET开端IS时的结区温度才能确定其适用性。 图1-12还可进行叠加处理以分析重复脉冲，每个V脉冲都会按IS单脉冲方式进行单独分析。通常，功率脉冲串中的最后一个脉冲会在结区温度最高点时出现，因此代表了最严重的应力。假如功率MOSFET处于最后一个脉冲所规定的V额定电压范围内，那么在结IS区温度较低时，脉冲一定会出现在V的额定电压范围内。IS图1-12 功率 MOSFET雪崩时峰值电流（I）与保持时间（t）的关系曲线ASAV 一般来说，即使源漏电压超过绝对的最大额定值，功率MOSFET也很少发生击穿。功率MOSFET 的击穿电压（BV）具备正向的温DSS度系数，因此，温度越高，击穿器件所需的电压越高。在许多情况下，功率 MOSFET 工作时的环境温度超过 25℃，其结区温度会因能量耗散而升至高于环境温度。 尽管非正常的过压尖峰不会导致器件击穿，但为了确保器件的可靠性，功率MOSFET的结区温度应当保持在规定的最大结区温度以下。器件的稳态结区温度可表达为： 式中：T为结区温度，T为管壳温度，P为结区能耗，R为稳jCDjC态的结区至管壳的热阻。 不过在很多应用中，功率MOSFET中的能量是以脉冲方式耗散而不是直流方式。当功率脉冲施加于器件上时，结区温度峰值会随峰值功率和脉冲宽度而变化。在某指定时刻的热阻叫做瞬态热阻，并由下式表达。 这里，r(t)是与热容量相关，随时间变化的因子。对于很窄的脉冲，r(t)非常小；但对于很宽的脉冲，r(t)接近1，而瞬态热阻接近稳态热阻。 5．功率MOSFET的参数 场效应管的参数很多，包括直流参数、交流参数和极限参数，但一般使用时关注以下主要参数。 ① 饱和漏源电流 I：是指结型或耗尽型绝缘栅场效应管在栅DSS极电压 V=0V 时的漏源电流。GS ② 夹断电压V：是指结型或耗尽型绝缘栅场效应管在漏、源极p间刚截止时的栅极电压。V=V时，漏极电流为零。pGS(off) ③ 开启电压 V：是指增强型绝缘栅场效管在漏、源极间刚导通T时的栅极电压。栅源电压小于开启电压的绝对值时，场效应管不能导通。 ④ 跨导g：是表示栅源电压V对漏极电流I的控制能力，即漏MGSD极电流I变化量与栅源电压V变化量的比值。g是衡量场效应管放DGSM大能力的重要参数。g可以在转移特性曲线上求取，单位是mS（毫M西门子）。 ⑤ 漏源击穿电压BV：是指栅源电压V一定时，场效应管正DSSGS常工作所能承受的最大漏源电压。这是一项极限参数，加在场效应管上的工作电压必须小于BVDSS。 ⑥ 最大耗散功率P：P是一项极限参数，是指场效应管性DSMDSM能不变坏时所允许的最大漏源耗散功率。在使用时，场效应管实际的功耗应小于P并留有一定裕量。最大漏极功耗可由 P= V× I决DSMDMDSD定，与双极型晶体管的 P相当。CM ⑦ 最大漏源电流I：I是一项极限参数，是指场效应管正常DSMDSM工作时漏、源极间所允许通过的最大电流。场效应管的工作电流不应超过I。DSM ⑧ 输入电阻R：场效应管的栅源输入电阻的典型值，对于结型GS场效应管，反偏时大于1MΩ；对于绝缘栅场型效应管，R为1～RGSGS100MΩ。 以IR公司的产品IRF450为例，其最大额定值见表1-2，IRF450的电特性（T=25℃）见表1-3，IRF450的源漏二极管的特性见表1-4。C表1-2 IRF450的最大额定值表1-3 IRF450的电特性（T=25℃）C表1-4 IRF450的源漏二极管的特性 表1-2～表1-4中参数的含义如下。 V为栅、源极间并接电阻（一般 R=1MΩ）时的最大漏栅电DGRGS压。它反映栅极反偏时器件耐压能力。 V为最大栅源电压，代表绝缘栅氧化层的耐压能力。如果外加GS电压超过此值，有可能引起器件的永久失效。 I(I)为栅极最大脉冲电流或最大峰值电流，表示栅源电容抗GMGP电流冲击（即充放电）的能力。 V为漏、源极间的最大维持电压。在此电压范围内，I-V 特(BR)DSS性曲线不得出现负阻区。 V为栅极开启电压，即在漏、栅极短接条件下 I等于某一特GS(th)D定值时的栅电压。各产品系列对I的规定值不同。D C、C、C为MOSFET的极间电容。ISSDSSRSS t、t、t、t与器件的极间电容和寄生电感有关，由于这些d(on)rd(off)f寄生元件都是非线性元件，因此开关时间与驱动源极和漏极负载状态有关。 V、t是表征源漏二极管的主要参数。内接源漏二极管与MOSSDrr功率管本身具有同等的电压和电流最大额定值。 6．MOSFET的使用注意事项 为了安全使用 MOSFET，在线路的设计中不能超过 MOSFET 的耗散功率、最大漏源电压、最大栅源电压和最大电流等参数的极限值。各类MOSFET在使用时都要严格按要求的偏置接入电路中，要遵守 MOSFET 偏置的极性。如结型 MOSFET 的栅、源、漏极之间是 PN结，N沟道管的栅极不能加正偏压，P沟道管的栅极不能加负偏压。总之，确保MOSFET安全使用，要根据应用的实际情况出发，采取切实可行的办法，安全有效地用好MOSFET。使用MOSFET时应注意以下事项。 ① MOSFET 由于输入阻抗极高，所以在运输、储藏时必须将引脚短路，要用金属屏蔽包装，以防止外来感应电势将栅极击穿。尤其要注意，不能将MOSFET放入塑料盒子内，保存时最好放在金属盒内，同时也要注意 MOSFET 的防潮。MOSFET 出厂时通常装在黑色的导电泡沫塑料袋中，切勿自行随便选择塑料袋装。也可用细铜线把各个引脚连接在一起，或用锡纸包装。 ② 对于功率MOSFET，要有良好的散热条件。因为功率MOSFET在高负荷条件下运用，必须设计足够的散热器，确保壳体温度不超过额定值，使器件长期稳定可靠地工作。 ③ 取出的MOSFET不能在塑料板上滑动，应用金属盘来盛放待用器件。 ④ 为了防止MOSFET栅极感应击穿，要求一切测试仪器、工作台、电烙铁、线路本身都必须有良好的接地。在安装MOSFET时，注意安装的位置要尽量避免靠近发热元件；为了防止MOSFET器件震动，有必要将MOSFET壳体紧固起来；MOSFET的引脚线在弯曲时，应当在距离根部5mm以外处进行，以防止折断MOSFET的引脚和引起漏气等。电路板在装机之前，要用接地的线夹子去碰一下机器的各接线端子，再把电路板接上去。在未关断电源时，绝对不可以把MOSFET插入电路或从电路中拔出。 ⑤ 在焊接前应把电路板的电源线与地线短接，MOSFET 各引脚的焊接顺序是漏极、源极、栅极，拆机时顺序与之相反。在接入电路之前，MOSFET的全部引线端保持互相短接状态，焊接完后再把短接材料去掉。从元器件架上取下MOSFET时，应以适当的方式确保人体接地，如采用接地环等。如果能采用先进的气热型电烙铁，焊接MOSFET是比较方便的，并且能确保安全。用25W电烙铁焊接时应迅速，若用45～75W电烙铁焊接，应用镊子夹住引脚根部以帮助散热。 ⑥ 对于结型MOSFET，可用万用表电阻挡定性地检查管子的质量（检查各PN结的正、反向电阻及漏、源极之间的电阻值）。而绝缘栅MOSFET不能用万用表检查，必须用测试仪，而且要在接入测试仪后才能去掉各电极短路线。取下时，则应短路后再取下，关键在于避免栅极悬空。 ⑦ 在要求输入阻抗较高的场合使用时，必须采取防潮措施，以免由于温度影响而使MOSFET 的输入电阻降低。如果用四引线的 MOSFET，其衬底引线应接地。陶瓷封装的MOSFET有光敏特性，应注意避光使用。1.2.2 功率MOSFET的发展与研发 1．动态性能 在器件应用时除了要考虑器件的电压、电流、频率外，还必须掌握在应用中如何保护器件，不使器件在瞬态变化中受损害。功率MOSFET的dv/dt及di/dt的能力常以每纳秒（而不是每微秒）的能力来估量。但尽管如此，它也存在动态性能的限制。这些可以从功率MOSFET的基本结构来予以理解。 依据图1-10所示的功率MOSFET的等效电路，在应用中除了要考虑功率MOSFET每一部分都存在电容以外，还必须考虑MOSFET还并联着一个二极管。同时从某个角度看，它还存在一个寄生晶体管（就像 IGBT 也寄生着一个晶闸管一样）。这几个方面是研究 MOSFET动态特性很重要的因素。 MOSFET结构中所附带的本征二极管具有一定的雪崩能力，通常用单次雪崩能力和重复雪崩能力来表达。当反向di/dt很大时，二极管会承受一个速度非常快的脉冲尖刺，它有可能进入雪崩区，一旦超越其雪崩能力就有可能将器件损坏。对于任一种 PN 结二极管来说，仔细研究其动态特性是相当复杂的。它和一般理解 PN 结正向时导通，反向时阻断的简单概念很不相同，当电流迅速减小时，二极管有一段时间失去反向阻断能力，即所谓的反向恢复时间。PN结要求迅速导通时，也会有一段时间并不显示很低的电阻。在功率MOSFET中一旦二极管有正向注入，所注入的少数载流子也会增加作为多子器件的MOSFET的复杂性。 在功率MOSFET的设计过程中，采取措施使其中的寄生晶体管尽量不起作用。在不同代的功率MOSFET中，措施各有不同，但总的原则是使漏极下的横向电阻R尽量小。因为只有在漏极N区下的横向电B阻中流过足够电流为这个N区建立正偏的条件时，寄生的双极型晶闸管才开始启动。然而在严峻的动态条件下，因dv/dt通过相应电容引起的横向电流有可能足够大，此时这个寄生的双极型晶体管就会启动，有可能给MOSFET造成损坏。所以，考虑瞬态性能时对功率MOSFET器件内部的各个电容（它是dv/dt的通道）都必须予以注意。瞬态情况是和线路情况密切相关的，这方面在应用中应给予足够重视。 2．封装的改进 功率MOSFET芯片内阻已降到非常小的水平，引线焊接及外壳包封的电阻达到和芯片内阻可比拟的程度，在采用Trench技术的低导通电阻器件中，封装电阻占器件总体电阻的40%以上。导通电阻性能决定器件在导通电流时所消耗的功率和产生的热量，因而封装性能的优化举足轻重，甚至会制约器件性能的提高。提高器件散热性能的热增强型 D2PAK 封装与标准D2PAK封装的比较见表1-5。表1-5 改进封装对比 热增强型封装的R为2.3mΩ，已用于传感MOSFET系列器件，DS(on)可处理更大的电流和功率，或在同等电流和功率下工作时温度较低。在封装中沿用表面贴装技术、无引线凸点连接技术封装的MOSFET，其R可降至0.1mΩ以下。30V功率MOSFET的特定导通电阻（每DS(on)单位面积的R值）正以每年约20%的比率下降，MOSFET结点至DS(on)外壳的热阻仍有减小一半的改进空间。随着管芯生产工艺和封装技术的改进，R小于 1mΩ的低成本、小尺寸和高效的MOSFET器件将DS(on)用于汽车电气系统。 3．功率MOSFET的功耗 为减小滤波电容和磁性元件的尺寸，目前SMPS大多选用高速开关MOSFET作为开关器件，以使SMPS在较高的频率下工作。MOSFET在电路中工作所产生的损耗主要包括导通损耗（P）、栅极c电荷损耗（P）和渡越损耗（P）三个方面。g-ct ① 导通损耗（P）。该损耗的定义为在MOSFET导通期间，其漏、c源极之间所产生的损耗。导通损耗可利用下式计算。 式中：R与栅、源极之间的驱动电压V和结温密切相关。DS(on)GS ② 栅极电荷损耗（P）。栅极电荷损耗的定义为栅极电容 Cg-cISS充电和放电期间所产生的损耗，可用式（1-6）计算。 式中：Q为在V下的总栅极电荷，f为开关频率。gGSSW ③ 渡越损耗（P）。该损耗的定义为在开通的MOSFET关断或关t断的MOSFET导通的过渡期间，在漏、源极之间所产生的损耗。计算该损耗可以通过计算图1-13所示的在MOSFET导通和关断时由V与DS(t)I交叠而形成的三角形面积得到。DS(t) 式中：P为开通功率损耗，P为关断功率损耗，V为开t(on)t(off)DS(on)通电压，I为开通电流， t为开通时间，t为关断时间。DS(on)d(on)d(off)图1-13 关于电感性能负载 MOSFET的渡越波形 从式（1-5）～式（1-7）可知，欲减小MOSFET的开关损耗，必须降低R和Q，减小渡越时间。同时发现，尽管提高工作频率有DS(on)g利于提高SMPS密度，但会增大MOSFET的开关损耗，这与提高效率是相矛盾的。在工作频率选定之后，MOSFET的损耗主要取决于通态电阻和栅极电荷的大小。 为了确定 MOSFET 是否适合于某种应用，在设计中必须计算 MOSFET 的功率耗散。MOSFET的功率耗散主要包含阻性和开关损耗两部分。 式中：P为MOSFET的耗散功率，P为MOSFET的阻性耗散功DDR率，P为MOSFET的开关耗散功率。DS 由于 MOSFET 的功率耗散在很大程度上依赖于它的导通电阻（R），但是 MOSFET的R与它的结温（T）有关，T又依赖DS(on)DS(on)jj于MOSFET的功率耗散以及MOSFET的热阻（q）。计算时应先假定jA一个MOSFET结温，然后再计算环境温度。对于开关MOSFET和用于同步整流的 MOSFET，可以选择一个最大允许的管芯结温（T），j(HOT)多数 MOSFET 的数据手册中规定了25℃下的最大R值和125℃下DS(on)的最大R值。MOSFET的R随着温度升高而增大，典型温度DS(on)DS(on)系数为0.35%/℃～0.5%/℃。可以用一个较为保守的温度系数和MOSFET的25℃规格或125℃规格近似估算在选定的T下的最大j(HOT)R。DS(on) 式中：R是计算所用的MOSFET导通电阻，T是规定DS(on)SPECSPECR时的温度。DS(on)SPEC 利用计算出的 R可以确定用于同步整流和开关 DS(on)SPECMOSFET 的功率消耗，在计算MOSFET 在给定的管芯温度下的功率消耗的过程中，各 MOSFET 的结温为假定值，两个MOSFET的功率耗散和允许环境温度可通过计算得出。 ① 用于同步整流的MOSFET的功率消耗。除最轻负载以外，各种情况下用于同步整流的MOSFET的漏源电压在打开和关闭过程中都会被续流二极管钳位。因此，同步整流器几乎没有开关损耗，它的功率消耗很容易计算，只需要考虑阻性损耗即可。最坏情况下的损耗发生在同步整流器工作在最大占空比时，也就是当输入电压达到最大时。利用同步整流器MOSFET的R和工作占空比，通过欧姆DS(on)SPEC定律可以近似计算出它的功率消耗。 ② 开关MOSFET的功率耗散。开关MOSFET的阻性损耗计算和同步整流器非常相似，也要利用它的占空比和MOSFET的R。DS(on)SPEC 开关MOSFET的开关损耗计算起来比较困难，因为它依赖于许多难以量化且是随机的因素，这些因素同时影响到开关的打开和关闭过程。可以用以下近似公式对MOSFET的耗散功率进行计算，然后通过实验对其性能进行验证。 式中：C是 MOSFET 的反向传输电容（数据手册中的一个参RSS数），f为开关频率，I是 MOSFET 的栅极驱动器在 MOSFET 处SWGATE于临界导通（V位于栅极充电曲线的平坦区域）时的吸收/源出电GS流。 开关器件的选用原则是：选用功率耗散最小的MOSFET器件，这个器件应该具有均衡的阻性和开关损耗。使用更小（更快）的器件所增加的阻性损耗将超过它在开关损耗方面的降低，而更大（更低的R）的器件所增加的开关损耗将超过它对于阻性损耗的降低。DS(on) 如果 V是变化的，需要在 V和 V下分别计算开关 ININ(max)IN(min)MOSFET 的功率耗散。MOSFET功率耗散的最坏情况可能会出现在最低或最高输入电压下。该耗散功率是两种因素之和：在 V时达IN(min)到最高的阻性耗散（占空比较大），以及在 V时达到最高的开关IN(max)2损耗（由于V项的缘故）。一个好的选择应该在V的两种极端情况ININ下具有大致相同的耗散，并且在整个V范围内保持均衡的阻性和开IN关损耗。 如果损耗在V时明显较高，则阻性损耗起主导作用。在这种IN(min)情况下，可以考虑采用一个大一级的开关 MOSFET（或将一个以上的多个管子相并联）以降低 R。但如果在V时损耗显著较高，DS(on)IN(max)则应该考虑降低开关MOSFET的尺寸（如果是多管并联的话，或者去掉一个 MOSFET），以便使其开关速度更快一点儿。如果阻性和开关损耗已达平衡，但总功耗仍然过高，可采用以下方法解决。 ① 改变问题的定义。例如，重新定义输入电压范围。 ② 改变开关频率以便降低开关损耗，有可能使用更大一级、R更低的开关MOSFET。DS(on) ③ 增加栅极驱动电流，有可能降低开关损耗。MOSFET 自身的内部栅极电阻最终限制了栅极驱动电流，实际上限制了这种方法的有效性。 ④ 采用一个改进技术的MOSFET，以便同时获得更快的开关速度、更低的R和更低的栅极电阻。DS(on) 脱离某个给定的条件对MOSFET的尺寸做更精细的调整是不大可能的，因为器件的选择范围是有限的。选择的底线是MOSFET在最坏情况下的功耗必须能够被耗散掉。 4．散热管理 在一个系统中，有很多技术可以用来解决散热问题，其中包括散热器、散热管和风扇。但是在很多情况下，由于尺寸、重量或价格等方面的因素，采用这些方法的可能性很小。在大多数电子设备中，重量和尺寸是考虑的主要因素。铜散热器太大太重，不宜使用。散热管虽然贵了点儿，但是它能够非常有效地把热量从一个地方传送到另一个地方。而利用机壳本身把产品中产生的热量散发出去是常用的方法。 只要空间足够，用风扇形成空气对流仍然是散热的最有效方法。散热器或散热管与风扇结合起来，可以形成持续的气流，降低产品内部与外部环境之间的热阻。这个技术在笔记本电脑中是非常有效的。高速旋转的扁平风扇是一种成本低、体积小、重量轻的散热装置。但是要使风扇达到最佳效率，就需要对冷却回路进行智能管理。 热阻的估算是比较困难，对于单一器件在一个简单的印制板上的热阻 q的测算相对容易一些，而要在一个系统内去预测实际电源的jA热性能是很困难的。如果有多个MOSFET并联使用，其整体热阻的计算方法和计算两个以上并联电阻的等效电阻的方法一样。 对于单一管芯、8引脚封装的MOSFET，q通常接近于62℃/W。jA其他类型的封装有些带有散热片或暴露的导热片，其热阻一般为40℃/W～50℃/W。可用下面的公式计算MOSFET的管芯相对于环境的温升。 计算导致管芯达到预定T时的环境温度。j(HOT) 如果计算出的T低于机壳的最大额定环境温度（意味着机AMBIENT壳的最大额定环境温度将导致MOSFET的预定T被突破），则必j(HOT)须采用以下措施。 ① 升高预定的T，但不要超出数据手册规定的最大值。j(HOT) ② 选择更合适的MOSFET以降低MOSFET的功耗。 ③ 通过增加气流或MOSFET周围的铜膜降低q。jA ④ 重新计算T（采用速算表可以简化计算过程，经过多次AMBIENT反复方可选出一个可接受的设计）。 5．新一代MOSFET-QFET QFET芯片结构与传统MOSFET是不同的，主要表现在以下3个方面。 ① 有源区中P阱分布呈平行的条状（而普通MOSFET的P阱为蜂窝状），形成柱面结，而不是球面结。 ② N+衬底上的 N−外延层较薄，而且电阻率较小。 ③ 栅极氧化物较厚，密勒电容较小。QFET在芯片结构上的特征改进了器件性能，突出体现在导通电阻（R）的减小、栅极电荷DS(on)的减少和开关特性的改善等方面，从而能够提高应用系统的效率。 QFET 系列产品的额定电压可以满足不同低压电源和高压电源的需要，适用于我国和欧洲AC180～265V输入的SMPS，可选用600V系列的QFET。现以600V/7A的FQP7N60型QFET为例来说明其相对于传统MOSFET的优点。这种采用TO-220封装的QFET的通态电阻RDS(on)和栅极电荷Q的改进见表1-6。FQP7N60与传统MOSFT的栅极电荷gQ和通态电阻R的比较曲线分别如图1-14和图1-15所示。就gDS(on)QFET全系列产品而言，与普通MOSFET比较，R大体减小DS(on)20%，Q至少要降低40%。图1-16所示为QFET与普通MOSFET关断g损耗的比较曲线。由于QFET的栅极电荷较普通MOSFET减少40%以上，故其关断损耗明显降低。表1-6 FQP7N60的R和Q的改善DS(on)g图1-14 FQP7N60与普通 MOSFET 的栅极电荷比较图1-15 开通态电阻与漏极电流的关系曲线图1-16 QFET与普通 MOSFET 关断损耗比较1.3 IGBT1.3.1 IGBT的结构与工作原理 IGBT 本质上是一个场效应晶体管，只是在漏极和漏区之间多了一个 P 型层。根据国际电工委员会 IEC/TC(CO)1339 文件建议，其各部分名称基本沿用场效应晶体管的相应命名。IGBT 既具有功率 MOSFET 的高速开关及电压驱动特性，又具有双极型晶体管的低饱和电压特性及易实现较大电流的能力，是近年来电力电子领域中最令人注目及发展最快的一种器件。 IGBT是将功率MOSFET和GTR集成在一个芯片上的复合器件。功率MOSFET是单极型电压驱动器件，它具有工作速度快、输入阻抗高、热稳定性好以及驱动电路简单等特点，但它的导通电阻较大，电流容量也较低。而GTR是双极型电流驱动器件，其阻断电压高，载流能力强，但工作速度较慢，驱动电流大，控制电路较复杂。这两类器件的缺点限制了它们的发展。目前出现许多新型复合器件，如MOS双极复合晶体管、MOS双极复合晶闸管。这些新型电力电子复合器件集合了单极和双极型器件各自的优点。 功率 MOSFET 由于实现一个较高的击穿电压 V，需要一个源DSS漏通道，而这个通道却具有很高的电阻率，因而造成功率MOSFET具有R数值高的特征。IGBT消除了现有功率MOSFET的这些主要缺DS(on)点。虽然最新一代功率MOSFET器件大幅度改进了R特性，但是DS(on)在高电平时功率导通损耗仍然要比 IGBT 高出很多。IGBT 较低的压降转换成一个低V的能力，IGBT的结构与同一个标准双极型器件CE(sat)相比，可支持更高的电流密度，并简化IGBT驱动电路。IGBT发展得很快，这种复合器件属于晶体管类，它既可以作为开关用，也可以作为放大器件用。它具有良好的特性，很适合在中频电源领域中应用。 IGBT是少子器件，它不但具有非常好的导通特性，而且也具有功率MOSFET的许多特性，如容易驱动、安全工作区宽、峰值电流大、坚固耐用等。一般来讲，IGBT 的开关速度低于功率MOSET，但是IR公司新系列IGBT的开关特性非常接近功率MOSFET，而且导通特性也不受工作电压的影响。由于IGBT内部不存在反向二极管，应用中可以灵活选用外接恢复二极管。这个特性是优点还是缺点，应根据工作频率、二极管的价格和电流容量等参数来衡量。 1．IGBT的结构 IGBT在结构上类似于MOSFET，其不同点在于IGBT是在N沟道功率MOSFET的N+基板（漏极）上增加了一个 P+基板（IGBT 的集电极），形成PN结J，并由此引出漏极，栅极和源极则完全与1MOSFET相似，如图1-17所示。正是由于IGBT 是在N 沟道MOSFET 的N+基板上加一层P+基板，形成了四层结构，由PNP-NPN晶体管构成IGBT。但是，NPN晶体管和发射极由于铝电极短路，设计时尽可能使NPN晶体管不起作用。所以说，IGBT的基本工作与NPN晶体管无关，可以认为是将N沟道MOSFET作为输入极，PNP晶体管作为输出极的单向达林顿管。图1-17 IGBT 的结构图 N+区称为源区，附于其上的电极称为源极。器件的控制区为栅区，附于其上的电极称为栅极。沟道在紧靠栅区边界形成。在漏、源极之间的P型区（包括P+和P−区，沟道在该区域形成）称为亚沟道区（Subchannel Region）。而在漏区另一侧的 P+区称为漏注入区（Drain Injector），它是IGBT特有的功能区，与漏区和亚沟道区一起形成PNP双极晶体管，起发射极的作用，向漏极注入空穴，进行导电调制，以降低器件的通态电压。附于漏注入区上的电极称为漏极。为了兼顾长期以来人们的习惯，IEC 规定：源极引出的电极端子（含电极端）称为发射极端（子），漏极引出的电极端（子）称为集电极端（子），栅极引出的电极端（子）称为栅极端（子）。 IGBT 在一个正向的驱动电压作用下时，一块 P 导通型的硅材料会形成一个导电沟道。这时，导电的载流子为电子（多子）。在驱动电压消失后，该器件处于截止状态（自截止）。IGBT 在大多数情况下采用垂直式结构，栅极和发射极均位于芯片上表面，而芯片底面则构成了集电极。负载电流在沟道之外垂直通过芯片。IGBT 具有平面式栅极结构，也就是说，在导通状态下导电沟道是横向的（水平的）。 平面栅极（在现代高密度晶体管中发展为双重扩散栅极）仍是目前IGBT中占统治地位的栅极结构。平面式IGBT结构是从微电子技术移植而来的，其集电极由P+阱区构成，位于芯片表面。负载电流水平地流经芯片。借助于一个氧化层，N区可以与衬底相互隔离，从而有可能将多个相互绝缘的IGBT与其他器件一起集成于一个芯片上。 由于平面式晶体管的电流密度仅能达到垂直式结构的30%，因而明显地需要更大的安装面积，所以，平面式晶体管主要用在复杂的单芯片电路中。从构造上来看，IGBT 由众多的硅微单元组成。每 1cm 25芯片上的单元数可达 1 × 10 （高耐压IGBT）。 N−区在截止状态下构成空间电荷区，P导通阱区被植入其内，它在边缘地带的掺杂浓度较低（P−），而在中心地带则较高（P+）。在这些阱区里存在着层状的 N+型硅，它与发射极端的金属铝表面相连。在这些N+区上，先是植入一层薄的SiO绝缘层，然后再形成控制区2（栅极），例如采用N+型多晶硅材料。 当一个足够高的正向驱动电压被加在栅极和发射极之间时，在栅极下面的P区将会形成一个反型层，即N导通沟道。经由这个通道，电子可以从发射极流向N−漂移区，直至N−区为止。在IGBT的N区下有一个P+导通区，它通向集电极。流经N−漂移区的电子在进入P+区时，会导致正电荷载流子（空穴）由P+区注入N−区。这些被注入的空穴既从漂移区流向发射极端的P区，也经由MOS沟道及N阱区横向流入发射极。因此，在N−漂移区内构成主电流（集电极电流）的载流子出现了过盈现象。这一载流子的增强效应导致了空间电荷区的缩小以及集电极、发射极之间的电压降低。 IGBT需在集电极端加上PN结的开启电压，但对于高截止电压的IGBT器件来说（从大约400V起），因为高阻的N−区出现了少子增强效应，所以，器件的导通压降仍比功率MOSFET要低。这样在相同的芯片面积上，IGBT可以设计的电流比功率MOSFET更大。 IGBT 在关断期间和随后产生的集电极电压的上升过程中，还来不及被释放的大部分存储在P区上的电荷Q在N−区内再复合。Q在SS负载电流较小时几乎呈线性增长，而在额定电流以及过电流区域则由以下指数关系所决定。 当电流小于额定电流时： 当电流等于或大于额定电流时： 存储电荷的增强与耗散引发了开关损耗、延迟时间（存储时间），在关断时还会引发集电极拖尾电流。目前，除了非穿通结构的 IBGT 之外，穿通型结构（Punch Through，PT）的 IGBT也得到了应用。最初的 IGBT 就是基于穿通型结构的。这两种结构的基本区别在于，在 PT型IGBT的N−和P+区之间存在一个高扩散浓度的N+层（缓冲层）。另外，两者的制造工艺也不同。在PT型IGBT中，N+和N−层一般是在一块P型基片上外延生成的。而NPT（No Punch Through，NPT）型IGBT的基本材料是一块弱扩散的N型薄硅片，在其背面植入了集电极端的P+区。两种IGBT的顶部结构相同，均为平面式的MOS控制区。图1-18比较了两种IGBT的构造及其正向截止状态下的电场强度分布。图1-18 IGBT 的结构及其正向截止状态下的电场强度分布 半导体器件承受电流的能力受热约束或者增益（跨导）的限制，当电流超过热能力后，IGBT 的跨导达到最大值。而在芯片面积相同的双极型晶体管中，当电流在工作范围以内时，双极型晶体管的增益将大大降低。IGBT与功率MOSFET一样是无“增益限制”的。 当电流非常大时，IGBT 的跨导减小，如在短路状态下，随着温度升高，跨导进一步减小，这样可保护IGBT。当栅极电压为15V时，2在短路状态下，IR公司标准IGBT的电流密度可达10～20A/mm。如此高的跨导使IGBT具有非常好的开关特性和导通特性。 PT型IGBT在正向截止状态下时，空间电荷区覆盖了整个N−区。为了使生长层即使在高截止电压下还是尽可能地薄，在N−漂移区的结尾处，其电场强度需要用高扩散浓度的N+缓冲层来减弱。 反之，NPT型IGBT的N−漂移区具有足够的厚度，以至于可以吸收在正向截止状态下最大截止电压的场强。因此，在允许的工作范围内电场延伸至整个 N−区之外的现象（穿通）是不会发生的。 IGBT的等效电路如图1-19所示。图1-19中所示的寄生电容和电阻的产生、性质及符号见表1-7。表1-7 IGBT的寄生电容及电阻图1-19 IGBT（NPT结构）的单元及其主要寄生组件 图1-19所示的IGBT的等效电路是中含有一只理想功率MOSFET和一个寄生NPN晶体管，即N+发射区（发射极）、P+阱区（基极）、N漂移区（集电极）。在这个寄生结构里，位于发射极之下的P+阱区的电阻被视为基极—发射极电阻R。此外，由P+集电极区W（发射极）、N−漂移区（基极）、P+阱区（集电极）组合构成了一个 PNP 晶体管。这个 PNP 晶体管与上面的NPN 晶体管一起构成了一个晶闸管结构。这一寄生晶闸管的锁定效应可能会出现于导通状态（前提是某临界电流密度被超过，该临界值随芯片温度的升高而减小），也可以在关断时发生（动态锁定，由比通态运行时更高的空穴电流所引起）。关断时发生锁定效应的条件是满足下式。 式中：M 为乘法系数，α、α（等于 αγ）为单只晶体管的PNPNPNTE共基极电流增益，α为基极传输系数，γ为发射极效率。TE 锁定的出现会导致IGBT失控直至损坏。对于现代的IGBT，可以在所有允许的静态和动态运行条件下有效地防止锁定效应的出现。例如，通过合理的设计，在关断时动态锁定所需的电流密度可达额定电流的15倍之多。为此，通过减小晶体管的基极、发射极电阻，使在任何允许的运行状态下都不可能达到该NPN晶体管的基极、发射极二极管的开启电压。减小晶体管的基极—发射极电阻的措施如下。 ① 增强N发射极下P+阱区的扩散浓度。 ② 缩短N发射极的尺寸。 此外，通过调节PNP晶体管的电流放大倍数，使其空穴电流（NPN晶体管的基极电流）被维持得尽可能小。当然，在这里需要兼顾开关特性、耐冲击性以及通态特性，达到一个较好的折中。这一折中方案在PT型和NPT型IGBT中有着不同的实现方式。 在PT型IGBT中，从P+区到N−漂移区的空穴注入效率（发射极效率）很高，原因是它的衬底相对来说较厚。它的PNP电流放大系数只能通过调节基极传输系数（N−漂移区，N+缓冲区）来降低。为此，N区的载流子寿命可以通过附加的再复合中心（例如采用金元素扩散或电子辐射工艺）来缩短。其空穴电流占总电流的40%～45%。 NPT型IGBT则与之不同，其集电极端的P发射区是通过植入方式而形成的，明显地薄于PT型IGBT的衬底。因此，在生产硅片时扩散浓度在材料上的分布可以很容易地被精确调节。这一极薄的P+层保证了PNP晶体管的发射极效率较低（γ=0.5），以至于再也没有必要E采用缩短载流子寿命的方法来减小基极的传输系数，其空穴电流占总电流的 20%～25%。同PT型IGBT相比，NPT型IGBT的发射极效率较低，载流子寿命较长，且参数可以被更精确地控制。为此，NPT型IGBT具有以下优点。 ① 正向导通电压具有正温度系数（并联时自动地静态均流）。 ② 关断时的拖尾电流较小，但部分情况下时间较长，在 T=125℃时关断损耗较低，在硬关断时开关时间较短以及开关损耗较j低。 ③ 开关时间、开关损耗（在T=125℃时）以及拖尾电流对温度j的依赖性明显较低。 ④ 在过载时对电流的限制作用较好，因而具有较高的过载能力。 NPT型IGBT与PT型IGBT所采用的外延生长式衬底相比，作为NPT型IGBT基本材料的同质N−基片的生产更容易一些，前提是要具备处理极薄硅片的能力。 2．IGBT的工作原理 N沟道的IGBT是通过在栅极和发射极间加阈值电压V以上的th（正）电压，在栅极正下方的P层上形成反型层（沟道），开始从发射极下的N−层注入电子的。该电子为PNP晶体管的少数载流子，从集电极衬底 P+层开始流入空穴，进行电导调制（双极工作），所以可以降低集电极和发射极间的饱和电压。IGBT 工作时的等效电路如图1-20（a）所示，IGBT 的符号如图1-20（b）所示。在发射极侧形成NPN寄生晶体管。若NPN寄生晶体管工作时，又变成 P+N−PN+晶闸管。电流继续流动，直到输出侧停止供给电流。这时通过输出信号已不能进行控制。一般将这种状态称为闭锁状态。图1-20 简化等效电路和电气图形符号 为了抑制NPN寄生晶体管的工作，IGBT采用尽量缩小PNP晶体管电流放大系数α的办法作为解决闭锁的措施。具体来说，PNP晶体管的电流放大系数α设计为0.5以下。IGBT的闭锁电流I为额定电流L（直流）的3倍以上。 正是由于IGBT是在N沟道功率MOSFET的N+基板上加一层 P+基板形成了四层结构，由PNP-NPN晶体管构成IGBT。设计时尽可能使NPN晶体管不起作用。采取这样的结构可在N−层进行电导调制，提高电流密度。这是从P+基板经过N+层向高电阻的N−层注入少量载流子的结果。（1）导通 IGBT硅片的结构与功率MOSFET的结构十分相似，主要差异是IGBT增加了P+基片和一个N+缓冲层（NPT型IGBT技术没有增加这个部分），其中一个功率MOSFET驱动两个双极型器件。基片的应用在管体的P+和N+区之间创建了一个J结。当正栅偏压使栅极下面反演P1基区时，一个N沟道就形成了，同时出现一个电子流，并完全按照功率MOSFET的方式产生电子流。如果这个电子流产生的电压在0.7V范围内，那么，J将处于正向偏置，一些空穴注入 N−区内，并调整1阴、阳极之间的电阻率。这种方式降低了功率导通的总损耗，并启动了第二个电荷流。最后的结果是，在半导体层次内临时出现两种不同的电流拓扑，即电子流（功率MOSFET电流）和空穴电流（双极）。当V大于开启电压V时，功率MOSFET内形成沟道，为晶体管GEGE(th)提供基极电流，IGBT导通。IGBT可等效为N沟道功率MOSFET驱动PNP晶体管的达林顿结构，结型场效应管JFET承受大部分电压，并且让功率MOSFET承受较低的电压，因此，IGBT具有较低的导通电阻。IGBT的电流受栅极电压和跨导限制，并且电流值可能超过额定电流的10倍。当集电极—发射极电压和集电极电流均为正值时，IGBT处于正向导通状态，正向导通分为两个区域。 ① 主动区域。当栅极—发射极电压V只是略大于开启电压GEV时，由于沟道电流的饱和效应，沟道会出现一个可观的压降GE(th)（输出特性中的水平线）。此时，集电极电流跟随V而变化。类似于GE功率MOSFET，可用正向转移斜率g来描述转移特性。fs 转移特性在线性放大区域内的转换斜率随集电极电流I和集电极C—发射极电压V的增大而升高，并随芯片温度的降低而减小。在由CE多个IGBT芯片并联构成的功率模块中，这一区域只是在开关过程中被经过。IGBT 模块在这一区域中的稳态运行是不被允许的（如同功率 MOSFET 模块一样），其原因是 V随温度的上升而下降，因此，GE(th)单个芯片之间小小的制造偏差就可能引起温升失衡。 ② 饱和区域。在开关过程中，一旦I只是由外部电路所决定，便C处于所谓的饱和区域，也被称作导通状态（输出特性中的陡斜部分）。导通特性的主要参数是IGBT的残余电压V（集电极—发射极饱CE(sat)和压降）。至少对于高截止电压的IGBT来说，由于N−漂移区的少子存在，IGBT 的饱和压降明显低于同类型功率 MOSFET 的通态压降。电导调制效应使电阻 R减小，通态压降小。PT 型 IGBT 的 V在NCE(sat)额定电流区域内随温度的升高而下降，而 NPT型IGBT则是随温度的升高而增大。（2）关断 当在栅极施加一个负偏压或栅压低于门限值时，沟道被禁止，没有空穴注入 N−区内。在任何情况下，如果功率MOSFET电流在开关阶段迅速减小，集电极电流则逐渐降低，这是因为换向开始后在 N 层内还存在少数的载流子（少子）。这种残余电流值（尾流）的减小，完全取决于关断时电荷的密度，而密度又与所掺杂质的数量、拓扑、层次厚度和温度有关。少子的衰减使集电极电流具有尾流波形特征，集电极电流引起功耗升高及交叉导通问题，特别是在使用续流二极管的设备上表现得更加明显。鉴于尾流与少子的重组有关，尾流的电流值应与芯片的温度 T、I以及和 V密切相关的空穴移动性有密切的CCCE关系。因此，IGBT 的尾流特性与V、I和T有关。CECC 在IGBT的栅极和发射极间施加反压或不加信号时，功率MOSFET内的沟道消失，晶体管的基极电流被切断，IGBT 关断。在电感负载关断状态下，电压在几伏到电源电压之间波动，电流在恒定电流和零之间变化。为了避免出现“动态锁定”状态，利用栅极驱动电阻来降低关断时的dv/dt并维持一定的电子电流。（3）反向阻断 当IGBT的集电极被施加一个反向电压时，J就会受到反向偏压1控制，耗尽层则会向N−区扩展。因过多地减小这个层面的厚度，将无法取得有效的阻断能力。如果过大地增加这个区域的尺寸，就会连续地使压降增大。这也说明了NPT型IGBT器件的压降比PT型IGBT器件的压降高的原因（I和速度相同）。在反向运行状态下，IGBT集电C极端的PN结处于截止状态。因此，与功率MOSFET不同的是，IGBT不具备反向导通的能力。 尽管IGBT结构中存在着一个高阻的二极管，但目前IGBT的反向截止电压仅为数十伏，尤其对于NPT型IGBT来说更是如此，其原因是在设计芯片和它的边缘结构时，注重于追求高的正向截止电压和优化集电极端口的散热性能。对于需要IGBT开关承受反向电压的应用，到目前为止全部采用了混合结构，即在模块中串联一个快速二极管。因此，IGBT 模块在静态反向工作时，它的导通特性只是由外部的或集成在模块内部的二极管的特性来决定。（4）正向阻断 当IGBT的栅极和发射极短接并在集电极端子上施加一个正电压时，PN结J受反向电压控制。此时，仍然是由 N 漂移区中的耗尽层3承受外部施加的电压。当集电极—发射极电压V为正，且栅极—发CE射极电压V小于栅极—发射极开启电压V时，在IGBT的集电极GEGE(th)和发射极端子之间仅存在着一个很小的集电极—发射极漏电流I。CESI随V升高而略微增大。当V大于某一特定的最高允许的集电极CESCECE—发射极电压V时，IGBT会出现锁定效应。从物理的角度来说，CESV对应了IGBT结构中PNP双极型晶体管的击穿电压V。出现锁CESCER定现象时，由集电极—基极二极管引起的电流放大效应可能会导致双极型晶体管的开通，进而导致IGBT的损坏。NPN晶体管的基极和发射区几乎被金属化的发射极所短路。它们之间只是被P+阱区的横向电阻所隔开。 采用多种设计措施，类似于针对功率MOSFET在设计上采取的措施一样，使IGBT的单元锁定电流维持在一个较低的水平，从而使正向截止电压能够获得较高的稳定性。（5）锁定 IGBT是由P−N−PN+四层材料构成的，当需要条件（αNPN+α>1）满足时，IGBT就像普通晶闸管那样导通，在极低的电压下PNP即使不加栅压，器件也能通过很大的电流，这种现象称为锁定。 N+缓冲层和很宽的外延基区减小了PNP管的增益，而功率MOSFET的寄生双极型NPN管的增益可以通过减小来实现，但不能减小得过小。若过小，当较大的空穴流注入后，在关断时将会发生“动态锁定”，从而使寄生NPN管的增益达到很高的数值。这种现象会使集电极与发射极之间的电流增大，对等效功率MOSFET的控制能力降低，通常还会引起器件击穿问题。具体地说，IGBT的锁定效应与器件的状态有密切关系。减小或者减小器件的总跨导（特别是PNP管的增益），可以避免出现锁定效应，但是减小器件的总跨导将增加导通损耗并降低开关速度。在通常情况下，静态锁定和动态锁定有如下区别。 ① 当晶闸管全部导通时，静态锁定出现。 ② 只在关断时才会出现动态锁定，这一特殊现象严重地限制了安全工作区。 为防止寄生NPN晶体管产生锁定效应，有必要采取以下措施。 ① 防止NPN部分接通，分别改变布局和掺杂级别。 ② 降低NPN晶体管的总电流增益。 此外，锁定电流对PNP和NPN器件的电流增益有一定的影响，因此，它与结温的关系也非常密切；在结温和增益提高的情况下，P基区的电阻率会升高，破坏了整体特性。因此，器件制造商必须注意在集电极最大电流值与锁定电流之间保持一定的比例，通常比例为1:5。1.3.2 IGBT的基本特性 IGBT的开关作用是通过加正向栅极电压形成沟道，给PNP晶体管提供基极电流，使IGBT导通。反之，加反向栅极电压消除沟道，流过反向基极电流，使IGBT关断。IGBT的驱动方法和功率MOSFET基本相同，具有高输入阻抗特性。当功率MOSFET的沟道形成后，从P+基极注入到N−层的空穴（少子）对N−层进行电导调制，减小N−层的电阻，使IGBT在高电压时也具有低的通态电压。 在通态中，IGBT可以按照功率MOSFET驱动的PNP晶体管建模，假如发射极和集电极之间的压降不超过0.7V，即使栅极信号让功率MOSFET的沟道形成，集电极电流I也无法流通。当沟道上的电压C大于V−V时，电流处于饱和状态，输出电阻无限大。由于IGBT结GEth构中含有一个双极型晶体管和一个功率MOSFET，因此，它的温度特性取决于在属性上具有对比性的两个器件的净效率。功率MOSFET的温度系数是正的，而双极型晶体管的温度系数则是负的。V描述CE(sat)了作为一个集电极电流的函数在不同结温时的变化情况。IGBT的工作特性包括静态和动态两类。 1．IGBT的静态特性 IGBT的静态特性主要有伏安特性、转移特性和开关特性。（1）IGBT的转移特性 IGBT的转移特性是指集电极输出电流I与栅极和发射极之间电压CV的关系曲线。它与功率MOSFET的转移特性相同，当栅极和发射GE极之间的电压小于开启电压V时，IGBT处于关断状态。在IGBT导GE(th)通后的大部分集电极电流范围内，I与V成线性关系。最高栅极和CGE发射极之间的电压受最大集电极电流限制，其最佳值一般取15V左右。IGBT的转移特性曲线如图1-21 所示。IGBT能实现电导调制而导通的最低栅极和发射极之间电压V随温度升高而略有下降，在+25℃GE(th)时V的值一般为2～6V。GE(th)（2）输出特性（伏安特性） IGBT的伏安特性是指以栅极和发射极之间电压V为参变量时，GE集电极电流与栅极电压之间的关系曲线。集电极输出电流I受栅源电G压V的控制，V越高，I越大。这与GTR的输出特性相似。在截止GEGEG状态下的IGBT的正向电压由J结承担，反向电压由J结承担。如果无21N+缓冲区，则正、反向阻断电压可以做到同样水平，加入N+缓冲区后，反向关断电压只能达到几十伏水平，因此限制了 IGBT 的某些应用范围。IGBT 的基本输出特性如图1-22所示，其分为3个区域，即正向阻断区、主动区域（放大区）和导通区域（饱和区），分别与GTR的截止区、放大区和饱和区相对应。V<0时，IGBT处于反向阻断工CE作状态。 第一象限显示IGBT可以承受高截止电压和大关断电流。对于第一象限的阻断特性来说，更为精确一点的定义应该是“阻断状态”（类似于晶闸管中的定义），但这一概念在晶体管中极少被用到。可使用正向截止状态或（在不引起混淆的情况下）截止状态这个名称。 通过控制极的作用，IGBT可以由正向截止状态（图1-22中的工作点OP）转换至导通状态（OP）。在导通状态下，器件可以通过12负载电流。两种状态之间的主动区域（放大区）在开关过程中被越过。图1-21 IGBT的转移特性I=f()CCE图1-22 IGBT的基本输出特性 不同于理想开关，器件的正向截止电压与通态电流均为有限值。在正向截止状态下存在一个残余的漏电流（正向截止电流），它将在晶体管内引起截止损耗。在导通状态下，主电路端子之间存在着一个依赖于通态电流的残余压降，被称为通态压降，它将引起通态损耗。在静态导通状态下（不是在开关过程中）的最大通态损耗在输出特性中由表征通态损耗的双曲线给出。 第三象限显示 IGBT 的反向特性，其条件是在主电路端子之间被加上一个反向电压。这一区域的特性由晶体管本身的性能（反向截止型，反向导通型）及IGBT中二极管（与晶体管串联或反向并联）的特性所决定。（3）开关特性 IGBT的开关特性是指集电极电流与发射极电压之间的关系，IGBT处于导通状态时，由于它的PNP晶体管为宽基区晶体管，所以其值极低。尽管等效电路为达林顿结构，但流过功率MOSFET的电流成为IGBT总电流的主要部分。此时，通态电压V可用下式表示。CE(on) 式中：V为J结的正向电压，其值为0.7～1V；V为扩展电阻j11CRR上的压降；R为沟道电阻。droh 通态电流I可用下式表示。CE 式中：I为流过功率MOSFET的电流。mos 由于 N+区存在电导调制效应，所以 IGBT 的通态压降小，耐压为 1 000V 的 IGBT 的通态压降为2～3V。IGBT处于断态时，只有很小的泄漏电流存在。 限制IGBT关断速度的最主要因素是N外延层（即PNP管的基区）中的少子寿命，因为这个基区不易受外电路影响，所以不能用外部驱动电路来缩短IGBT的开关时间。但是，因为 PNP 管采用伪达林顿接法，它没有存储时间，并且它的关断时间远远大于深饱和状态的PNP管。虽然如此，在许多高频设备中IGBT仍然不适用。 由于基区内的存储电荷引起IGBT关断时电流波形出现延迟脉冲，IGBT的电流不能迅速减小到空穴复合电流。这样不仅增加了关断损耗，而且在半桥式电路中，为了避免两只IGBT同时导通，必须增加两只IGBT导通时间之间的死区时间。 采用传统的缩短少子寿命的工艺和加入收集少子的 N+缓冲层，通常可缩短复合时间。但是这样由于PNP管的增益降低，因此IGBT的压降增大。缩短少子寿命的工艺将造成IGBT出现准饱和导通状态，这样导通损耗将大于关断损耗。因此，PNP管的增益一方面受电导和导通损耗的限制，另一方面也受锁定状态的限制。像所有的少子器件那样，IGBT 的开关性能将随温度升高而降低。 2．IGBT的动态特性 动态特性是指IGBT在开关期间的特性，鉴于IGBT的等效电路，要控制这个器件，必须驱动功率MOSFET。这就是说，IGBT的驱动系统实际上应与功率MOSFET的相同，而且复杂程度低于双极型驱动系统。当通过栅极提供栅极正偏压时，在功率MOSFET部分形成一个N沟道。如果这一电子流产生的电压在0.7V以下，PN结则处于正向偏压控制状态，少数载流子注入N区，形成一个空穴双极流。导通时间是驱动电路的输出阻抗和施加的栅极电压的一个函数。通过改变栅极电阻R的值来控制器件的速度是可行的，通过这种方式，输出寄生G电容C和C可实现不同的电荷速率。换句话说，通过改变R的值，GEGCG可以改变与R（C+C）值相等的寄生净值的时间常量，然后改GGEGC变dv/dt。di/dt是R的一个函数，栅极电阻对IGBT的导通速率的影响G是很明显的。因为R值的变化也会影响dv/dt，因此，R的值对功耗GG的影响很大。当发送到栅极的信号降低到密勒效应初始值时，V开CE始升高。如前所述，根据驱动器的情况，V达到最大电平且受到寄CE生电容 C和 C的密勒效应影响后，电流不会立即归零，相反会出GEGC现一个典型的尾状，其长度取决于少数载流子的寿命。 在IGBT处于正偏压期间，这些电荷被注入到N区，由于寄生电容C和C的存在， IGBT的动态特性受到寄生电容C和C的密勒GEGCGEGC效应影响。消除这种有害现象有多种方式。例如，可以降低导通期间从P+基片注入的空穴数量的百分比，同时通过提高掺杂水平和增大缓冲层厚度来提高重组速度。由于 V的升高和潜在的锁定问CE(sat)题，这种排除空穴的做法会降低电流的处理能力。（1）IGBT的开通过程 IGBT 的开通过程与功率 MOSFET 相似，因为开通过程中 IGBT 在大部分时间作为功率MOSFET运行，如图1-23所示。IGBT中双极型PNP晶体管的存在虽然带来了电导调制效应的好处，但也引入了少子储存现象，因而IGBT的开关速度低于功率MOSFET。IGBT的击穿电压、通态压降和关断时间也是需要折中考虑的参数。IGBT的开通过程的时间参数有以下几个。 ① 开通延迟时间t：指从V上升至其幅值10%的时刻起到Id(on)GEC上升至I的10%所需的时间。CM ② 电流上升时间t：指I从10%I上升至90%I所需的时间。rCCMCM ③ 开通时间t：t为开通延迟时间与电流上升时间之和，即onont=t+t，V的下降过程分为 t和 t两段。t是 IGBT 中功率 ond(on)rCEfu1fu2fu1MOSFET 单独工作的电压下降过程，t是功率MOSFET和PNP晶体fu2管同时工作的电压下降过程。 IGBT在开通过程中大部分时间是作为功率MOSFET来运行的，只是在漏源电压V下降过程的后期，PNP 晶体管由放大区至饱和又DS增加了一段延迟时间。t为开通延迟时间， t为电流上升时间。实d(on)r际应用中常给出的集电极电流开通时间t即为t和t之和。ond(on)r（2）IGBT的关断过程 IGBT的关断过程的时间参数有以下几个。 ① 关断延迟时间t：指从V的后沿下降到其幅值的90%的时d(off)GE刻起到I下降至90%I所需的时间。CCM ② 电流下降时间t：它为I从90%I下降至10%I所需的时间。fCCMCM ③ 关断时间t：为关断延迟时间与电流下降时间之和，即offt=t+t。电流下降时间又可分为 t和 t两段。t是 IGBT 内部的offd(off)ffi1fi2fi1功率MOSFET的关断过程，I下降得较快；t是IGBT内部的PNP晶体Cfi2管的关断过程，I下降得较慢。C 在IGBT关断过程中，集电极电流的波形分为两段。功率MOSFET关断后PNP晶体管的存储电荷难以迅速消除，将造成集电极电流存在较长的尾部时间。t为关断延迟时间，t为V的上升时d(off)ruDS(f)间。实际应用中常常给出的集电极电流的下降时间t由图1-23中的tffi1和t两段组成。而漏极电流的关断时间为：fi2图1-23 IGBT 的开关过程 式中：t与t之和又称为存储时间。d(off)ru（3）IGBT的导通特性 从IGBT的等效电路可以看出，IGBT两端的电压降是两个器件的压降之和，即PN结的压降和驱动功率MOSFET两端的压降之和。因此，与功率MOSFET不同，IGBT的通态压降不可能低于二极管导通压降。另一方面驱动功率MOSFET具有低压功率MOSFET的典型特性，它的电压降与栅极驱动电压有密切关系。当电流接近额定值时，栅极电压升高，集电极—发射极之间的电压将下降。这是因为在器件工作范围内，PNP 管的增益随电流增大而升高，从而使栅极电压升高引起沟道电流增大，所以PNP管两端的电压降低。这一点与高压功率MOSFET的差别很大。 采用伪达林顿接法的后级PNP管绝不能深饱和，因此它的电压降大于深饱和PNP管，其原因是IGBT的发射极覆盖了芯片的全部面积。因此，IGBT的注入效率和导通压降都比同面积的双极型晶体管好得多。对器件设计者来说，有两种减小导通压降的方法可供选择。 ① 减小功率MOSFET的通态电阻，可通过增大芯片面积和组装密度来实现。 ② 增加PNP管的增益。这个方法也受锁定因素的限制。 电导调制对导通压降有巨大影响。当器件的电流不同时，温度对导通压降的影响也不相同，这是因为电流较大时二极管压降的温度系数由原来的负值变为正值。另一方面，功率MOSFET 的压降的温度系数为正值。在不同电流和温度时，两个器件的压降不同，使 IGBT与功率MOSFET压降的差别更大。此外，电导调制还可以基本上消除器件的额定电压对导通压降的影响。表1-8列出了电流相同的4种额定电压的IGBT的导通电压值。表1-8 导通压降与额定电压的关系（4）IGBT的栅极特性 IGBT 的栅极通过一层氧化膜与发射极实现电隔离，由于此氧化膜很薄，其击穿电压一般只能达到20～30V，因此栅极击穿是IGBT失效的常见原因之一。在应用中有时虽然保证了栅极驱动电压没有超过栅极最大额定电压，但栅极连线的寄生电感和栅极—集电极间的电容耦合也会产生使氧化层损坏的振荡电压。为此，通常采用绞线来传送驱动信号，以减小寄生电感。在栅极连线中串联小电阻也可以抑制振荡电压。 IGBT的栅极和发射极以及栅极和集电极间存在着分布电容C和GEC，以及发射极驱动电路中存在着分布电感 L，受这些分布参数的GCE影响，IGBT 的实际驱动波形与理想驱动波形不完全相同，并产生了不利于IGBT开通和关断的因素。这可以用带续流二极管的电感负载电路得到验证。IGBT的开关等效电路和开通波形如图1-24所示。 在t时刻，栅极驱动电压开始上升，此时影响栅极电压V上升0GE速率的主要因素只有R和C，栅极电压上升得较快。在t时刻达到GGE1IGBT的栅极开启电压值，集电极电流开始增大。从此时开始有两个因素导致V波形偏离原有的轨迹。GE ① 发射极电路中分布电感L上的感应电压随着集电极电流I的增EC大而升高，从而削弱了栅极驱动电压，并且降低了栅极和发射极间的电压V的上升率，减缓了集电极电流I的增大。GEC ② 影响栅极驱动电路电压的因素是栅极—集电极电容 C的密GC勒效应。在 t时刻，集电极电流达到最大值，进而栅极和集电极间的2电容C开始放电，在驱动电路中增加了C的容性电流，使得驱动GCGC电路内阻抗上的压降增大，也削弱了栅极驱动电压。显然，栅极驱动电路的阻抗越低，这种效应越弱，此效应一直维持到t时刻V降到3CE零为止。它的影响同样减缓了IGBT的开通过程。在t时刻后，I达到3C稳态值，影响栅极电压V的因素消失，V以较快的上升速率达到GEGE最大值。 由图1-24（b）可以看出，由于L和C的存在，在IGBT的实际EGC运行中V的上升速率减小了许多。这种阻碍驱动电压上升的效应表GE现为对集电极电流上升及开通过程的阻碍。为了减缓此效应，应使IGBT的L和C及栅极驱动电路的内阻尽量小，以获得较快的开通速EGC度。 IGBT关断时的波形如图1-25所示。在t时刻栅极驱动电压开始下0降，在t时刻达到刚能维持集电极正常工作的水平，IGBT进入线性工1作区，V开始上升。此时，栅极和集电极间电容C的密勒效应支CEGC配着V的上升。由于C的耦合充电作用，V在t～t期间基本不CEGCGE12变。在t时刻V和I开始以栅极和发射极间固有阻抗所决定的速度下2GEC降。在t时刻，V及I均为零，关断过程结束。3GEC图1-24 IGBT的开关等效电路和开通波形图1-25 IGBT关断时的波形 由图1-25可看出，由于电容C的存在，IGBT的关断过程也延长GC了许多。为了减小此影响，一方面应选择C较小的IGBT器件；另一GC方面应减小驱动电路的内阻抗，使流入C的充电电流增大，加快GCV的上升速度。CE 在实际应用中，IGBT的V幅值也影响着饱和导通压降：V升GEGE高，饱和导通电压将减小。由于饱和导通电压是导致IGBT发热的主要因素之一，因此必须尽量减小。通常V为15～18V，若过高，容GE易造成栅极击穿，一般取 15V。在 IGBT 关断时给其栅极和发射极间加一定的负偏压有利于提高IGBT的抗干扰能力，通常取−5～−10V。（5）栅极串联电阻对栅极驱动波形的影响 栅极驱动电压的上升、下降速率对 IGBT 的开通、关断过程有着较大的影响。IGBT 的MOS沟道受栅极电压的直接控制，而功率MOSFET部分的漏极电流控制着双极部分的栅极电流，使得IGBT的开通特性主要决定于它的功率MOSFET部分，所以IGBT的开通受栅极驱动波形的影响较大。IGBT 的关断特性主要取决于内部少子的复合速率，少子的复合受功率MOSFET的关断影响，所以栅极驱动对IGBT的关断也有影响。 在高频应用时，驱动电压的上升、下降速率应快一些，以提高IGBT开关速率，从而降低损耗。在正常状态下IGBT开通得越快，损耗越小。在开通过程中如有续流二极管的反向恢复电流和吸收电容的放电电流，则开通得越快，但IGBT承受的峰值电流也越大，越容易导致IGBT损坏。此时应降低栅极驱动电压的上升速率，即增大栅极串联电阻的阻值，抑制该电流的峰值，其代价是较大的开通损耗。通过改变栅极串联电阻的阻值，开通过程的电流峰值可以控制在任意值。 由以上分析可知，栅极串联电阻和驱动电路内阻抗对IGBT的开通过程的影响较大，而对关断过程的影响小一些。串联电阻小有利于加快关断速率，减小关断损耗，但过小会造成di/dt过大，产生较大的集电极电压尖峰。因此，对于串联电阻要根据具体设计要求进行全面综合的考虑。 栅极电阻对驱动脉冲的波形也有影响，电阻值过小时会造成脉冲振荡，过大时脉冲波形的前后沿会发生延迟和变缓。IGBT的栅极输入电容C随着其额定电流容量的增大而增大。为了保持相同的驱动GE脉冲前后沿速率，对于电流容量大的IGBT器件，应提供较大的前后沿充电电流。为此，栅极串联电阻的电阻值应随着IGBT电流容量的增大而减小。 3．具有反向阻断能力的IGBT的特性 具有反向阻断能力的IGBT的几何结构及工作模式基本上类似于NPT型IGBT，但在NPT型IGBT结构的基础上，P+集电极被芯片边缘从顶部到底部的分散隔离起来，这就使得P+和N−连接处的反向阻断电压降低，此时集电极已变成负压。没有这个方法，连接处由于没有阻断场的作用，将会击穿芯片边缘。这也是标准IGBT禁止接反向电压的原因。 反向阻断IXRH50N100型IGBT采用TO-247封装，额定阻断电压 V= 1 000V，在 T= 90℃时集电极电流 I= 40A。饱和电压和集电CESjC极电流的关系曲线如图1-26所示。从图1-26中可以看到，在微小电流情况下饱和电压具有正温度系数，这对并联使用IGBT是有益的。此外，反向阻断型IGBT的饱和电压比用标准IGBT串一个二极管达到反向阻断功能时的饱和压降低得多。应用于硬开关斩波电路中IGBT的关断电压波形如图1-27所示。可以看出，当开通或关断一个正的集电极—发射极电压，反向阻断IGBT的工作特点和NPT型IGBT实际上是对应的，这可以从半导体自身的物理性质得出。图1-26 饱和电压和集电极电流的关系曲线图1-27 硬开关斩波电路中 IGBT的斩波电路和关断电压波形 反向特性应分两种不同的工作条件，图1-28给出了一个类似于图1-27所示电路的斩波电路，但二极管已被反向阻断IGBT电路VT代替1了。当给VT的栅极加一个V=15V的正电压时，VT导通，产生一个1GE1正的集电极电流（I>0）和一个正的集电极—发射极电压C（V>0），在电感L中有电流流过，开关管VT关断。当VT开通时，CE22通过加在其两端的反向电压V=−V<0使VT阻断。反向阻断IGBT可CEZ1以被看成某种可控二极管，其实这个二极管是集成在芯片内部的。如果是软关断，二极管的反向恢复波形会很平滑，几乎没有过冲电压。其关断速度比那些电源整流桥上的二极管快，但还是低于快恢复型二极管。图1-28 改进的硬开关斩波电路中 IGBT的关断电压波形和斩波电路 如图1-29所示，用两个反向阻断型IGBT反向并联，可以组成一个双向开关，流过LC振荡器的电流是由双向开关管来控制的。初始时，电容 C 被充电至正电压 V>0，电感电流I= 0，晶体管VT的栅CL1极电压V= 0，VT关断。如图1-29所示，在t= 100μs时，开通GE11VT，这产生了一个半波形正弦电流，同时改变了电容两端电压的极1性，使电容电压波形近似于一个余弦波形。由于电路中存在损耗，其幅值会有所减小。当加在 VT两端的电压 V= V<0时，会阻断电1TC流，直到 t= 380μs 时开通 VT，关断 VT。可以看出，在谐振开关条21件下二极管中实际上并没有出现反向恢复引起的电流尖峰。图1-29 两个反向阻断型 IGBT反向关联电路及关断波形 反向阻断型IGBT的特性是特别重要的。在传统电流源逆变器和矩阵变换器的开关频率时，应该考虑一些在某种程度上需要调和的矛盾。高频可以减小滤波器的体积，然而半导体开关管的一些工作模式包括反向硬关断，这是通过在集电极和发射极之间加一个负电压实现的，对应的反向恢复电流尖峰会导致能量损耗，因此需要选择合适的开关频率来限制能量损耗。由于反向阻断型IGBT的饱和电压比传统IGBT的饱和电压及串联独立二极管的正向导通电压的和还小，所以它的导通损耗小，因此反向阻断型IGBT可以代替一个传统IGBT和一个独立的二极管组成的串联结构。这样提高了功率密度，减少了导通损耗。这个新结构对用于设计谐振变换器、电流源逆变器、矩阵变换器和其他需要双向开关的拓扑结构都非常适用。1.3.3 IGBT的锁定效应和安全工作区 1．锁定效应 IGBT为四层结构，体内存在一个寄生晶体管，其等效电路如图1-30所示。在VT的基极与发射极之间有一个扩展电阻R，在此电阻2b上P型体区的横向空穴会产生一定压降，对J结来说相当于一个正偏3置电压。在规定的漏极电流范围内，这个正偏置电压不大，VT不起2作用。当漏极电流I增大到一定程度时，该正偏置电压足以使VT开D2通，进而使VT和VT处于饱和状态，于是寄生晶体管开通，栅极失23去对集电极电流的控制作用。这就是IGBT的静态锁定效应。 IGBT发生锁定效应后，漏极电流增大，造成过高功耗，导致损坏。可见，漏极电流有一个临界值I，当I＞I时便会产生锁定效应。DMDDM图1-30 具有寄生晶体管的 IGBT的等效电路 在IGBT关断的动态过程中，假若dv/dt过高，那么在J结中引起DS2的位移电流会增大。当该电流流过体区扩展电阻R时，也可产生足b以使晶体管VT开通的正向偏置电压，满足寄生晶体管开通锁定的条2件，形成动态锁定效应。为此，在应用中必须防止IGBT 发生锁定效应，为此可限制 I值，或用加大栅极电阻 R的办法延长 IGBT 的关DMG断时间，以减小dv/dt值。值得指出的是，动态锁定效应允许的漏极DS电流比静态锁定所允许的要小，IGBT器件提供的I值是按动态锁定效D应所允许的最大漏极电流来确定的。锁定效应曾限制IGBT电流容量提高，这一问题在20世纪90年代中后期开始得以逐渐解决，即将IGBT与反并联的快速二极管封装在一起制成模块，成为逆导器件。 2．安全工作区 安全工作区（SOA）反映了一个功率器件同时承受一定电压和电流的能力。IGBT 的安全运行区可以分为以下3个主要区域。 ① 正向导通（正向偏置安全运行区FBSOA）。这部分安全运行区是指电子和空穴电流在导通瞬间流过的区域。在I处于饱和状态时，CIGBT所能承受的最大电压是器件的物理极限。IGBT开通时的正向偏置安全工作区由电流、电压和功耗3条边界极限包围而成（最大集电极电流、最大集电极—发射极间电压和最大集电极功耗）。最大漏极电流 I是为避免动态锁定效应而设定的，最大漏源电压V由IGBTDMDSM中晶体管VT的击穿电压所确定，最大功耗则由最高允许结温所决定。3导通时间越长，发热越严重，安全工作区则越窄，如图1-31（a）所示。 ② 反向偏置安全运行区（RBSOA）由反向最大集电极电流、最大集电极—发射极间电压和最大允许电压上升率dv/dt确定。这个区CE域表示栅偏压为零或负值，但因空穴电流没有消失，而I依然存在时C的关断瞬态。IGBT的反向偏置安全工作区如图1-31（b）所示，它随IGBT关断时的dv/dt而改变，dv/dt越大，RBSOA越窄。DSDS ③ 短路（短路安全运行SCSOA）。SCSOA是在电源电压条件下接通器件后所测得的驱动电路控制被测试器件的时间的最大值。图1-31 IGBT 的安全工作区1.3.4 IGBT的主要参数 1．IGBT的额定值 IGBT能承受的电流、电压、功率等的最大允许值一般被定义为最大额定值。电路设计时，能否正确地理解和识别最大额定值，对IGBT可靠工作以及最终使用寿命来说特别重要。 ① 短路电流。IGBT的短路电流可达额定电流的10倍以上，短路电流值由IGBT栅极电压和跨导来决定。正确地控制IGBT的短路电流是IGBT可靠工作的必要保障。 ② 感性负载的关断特性。在传动控制系统中，感性负载是常见的负载，当IGBT关断时，加在其上的电压将瞬时由几伏上升到电源电压（在此期间通态电流保持不变），产生很大的dv/dt，这将严重地威胁到IGBT长期工作的可靠性。在电路设计中，通过在栅极驱动电路中增大电阻值可限制和降低关断时的dv/dt。 ③ 最大栅极—发射极电压（V）。栅极电压是由栅极氧化层的GE厚度和特性所决定的。栅极对发射极的击穿电压一般为80V，为了保证安全，栅极电压通常限制在20V以下。 ④ 栅极输入电容。IGBT的输入电容特性直接影响到栅极驱动电路的可靠性设计。IGBT作为一种少子导电器件，开关特性受少子的注入和复合以及栅极驱动条件的影响较大。在实际中，考虑到电容的密勒效应，栅极驱动电路的驱动能力应大于手册中的2倍。 ⑤ 安全工作区特性。少子器件在大电流、高电压开关状态下工作时，由于电流的不均匀分布，当超过安全工作极限时，经常引起器件损坏。电流分布的方式与di/dt有关，从而安全工作区经常被分为正向安全工作区和反向安全工作区。 IGBT的开关速度高，开关损耗小，在电压为1 000V以上时，开关损耗只有GTR的1/10，与功率MOSFET相当；在相同电压和电流条件下，安全工作区比GTR大，且具有耐脉冲电流冲击能力；通态压降比功率MOSFET低，特别是在电流较大的区域；输入阻抗高，输入特性与功率MOSFET类似；与功率MOSFET和GTR相比，IGBT的耐压和通流能力还可以进一步提高，同时保持开关频率高的特点。 2．IGBT的技术特性术语 ① I为在25℃和100℃时的连续集电极电流。该参数表示从规定C的壳温到额定结温时的集电极直流电流。 ② I为脉冲集电极电流。在温度极限内IGBT的峰值电流可以超CM过额定的连续直流电流的极限值。 ③ V为集电极—发射极电压。它由内部PNP晶体管的击穿电压CE确定，为了避免PN结击穿，IGBT两端的电压决不能超过这个额定电压值。 ④ V为栅极—发射极电压。栅极电压受栅极氧化层的厚度和特GE性限制。虽然栅极的绝缘击穿电压约为80V，但是，为了保证可靠工作并限制故障状态下的电流，栅极电压通常应限制在20V以内。 ⑤ I为钳位电感负载电流。在电感负载电路中，这个额定值能LM够确保电流为规定值时IGBT能够重复开断，也能够保证IGBT同时承受高电压和大电流。 ⑥ P为25℃和100℃时的最大功率。其计算公式为：P=ΔT/RDDj-。c ⑦ T为结温。器件能够在−55℃～100℃的工业标准温度范围内j正常工作。 ⑧ I为最大集电极电流。它包括额定直流电流I和1ms脉宽C(max)C最大电流I。CP ⑨ P为最大集电极功耗。IGBT的最大集电极功耗P为正常工CMCM作温度下允许的最大功耗。 ⑩ f为最大工作频率。开关频率是用户选择适合的IGBT时需考max虑的一个重要参数，所有的硅片制造商都为不同的开关频率专门制造了不同的产品。最大工作频率与导通损耗有直接的关系，特别是在集电极电流I与V相关时，把导通损耗定义为功率损耗是可行的。CCE(sat)这三者之间关系的表达式为：P=V×I。开关损耗与 IGBT 的换condCEC向有关系，但是主要与工作时的总能量消耗E相关，并与终端设备ts的频率的关系更加紧密。总损耗是两部分损耗之和，即 在这一点上，总功耗显然与E和V两个主要参数有内在的联tsCE(sat)系。这些变量之间适度的平衡关系与IGBT技术密切相关，并为最大限度地降低终端设备的综合散热提供了选择的机会。因此，为最大限度地降低功耗，根据终端设备的频率以及应用中的电平特性选择不同的器件。1.3.5 IGBT的技术发展趋势 各半导体生产厂商不断开发IGBT的高耐压、大电流、高速、低饱和压降、高可靠性、低成本技术，主要采用1μm以下制作工艺，研制开发取得一些新进展。在开发IGBT的技术中，随着产品的更新换代，制造技术不断提高，精细加工也成为可能。现在，功率器件主要采用1μm以下的加工尺寸。表1-9示出了每一代产品的V及t的标CE(sat)f准特性。随着从第1代向第4代的进化，估计V可降低50%，t可CE(sat)f提高50%～60%。表1-9 几代变迁与特性改进（标准特性） 1．采用沟槽式栅极结构缩小芯片尺寸 从第3代向第4代发展的过程中，通过从芯片表面向芯片内部以沟槽方式形成栅极，使精细加工成为可能。沟槽结构是在管芯上刻槽，芯片元胞内部形成沟槽式栅极。因为栅极的制作是从芯片表面向芯片内部挖一条沟，故将此结构称为沟槽结构。由于栅极沟槽化，单胞单元尺寸缩小到原来的1/5，降低了功率MOSFET的沟道电阻，提高了单位芯片面积的电流密度，能制造同样额定电流而芯片尺寸最小的产品。现有多家公司生产各种U-IGBT产品，适合低电压驱动、表面贴装的要求。 2．采用新材料改进产品特性 下一代IGBT的发展趋势之一是采用替代Si的新型材料改进产品特性。第二是通过寿命时间控制法，局部制作窗口，减小对 VCE(sat)的依赖程度，不提高 V就能使开关特性达到高速化。第三是借CE(sat)助精细加工降低MOS部分的沟道电阻。利用这些技术就能使IGBT的开关特性与功率MOSFET相同、V与晶闸管相同的状况成为现实。CE(sat) 3．采用薄硅片技术的NPT-IGBT NPT-IGBT（非穿通型）采用薄硅片技术，以离子注入发射区代替高复杂度、高成本的厚层高阻外延，可降低生产成本25%左右，耐压越高成本差越大，在性能上更具特色，高速、低损耗、正温度系数，无锁定效应。在设计 600～1 200V 的 IGBT 时，NPT-IGBT 的可靠性最高，所以NPT-IGBT正成为IGBT的发展方向。 4．采用硅片直接键合技术的SDB-IGBT 三星、快捷等公司采用SDB（硅片直接键合）技术，在IC生产线上制作第4代高速IGBT及系列模块产品，其特点为高速、低饱和压降、小拖尾电流、正温度系数、易于并联，在600～1 200V 电压范围内性能优良。SDB-IGBT 分为 UF、RUF 两大系列。 5．采用特殊高能照射分层技术的超快速IGBT IR公司的研发重点在于减小IGBT的拖尾效应，使其能快速关断。该公司研制的超快速IGBT 可最大限度地减小拖尾效应，关断时间不超过 2 000ns。采用特殊高能照射分层技术，关断时间可缩短到100ns以下，拖尾更短。重点产品专为电机控制而设计，现有6种型号可应用在大功率电源变换器中。 6．采用有效结合和新型封装技术的IGBT/FRD IR 公司在 IGBT 的基础上推出了两款结合 FRD（快速恢复二极管）的新型器件。IGBT与 FRD 有效结合，将转换状态的损耗减小 20%。采用 TO-247 外形封装，额定规格为1 200V/25A、50A、75A、100A，用于电动机驱动和功率转换。以 IGBT 及 FRD 为基础的新技术便于器件并联，在多芯片模块中实现更平均的温度，提高整体可靠性。 7．采用高性能IGBT芯片和新型封装技术的新型IGBT功率模块 新型的IGBT功率模块集成了各种驱动保护电路和自诊断单元，采用高性能IGBT芯片和新型封装技术，从复合功率模块PIM发展到智能功率模块IPM、电力电子积木PEBB、电力模块IPEM。新型的IGBT功率模块向高电压、大电流方向发展，其产品水平为1 200～1 800A/1 800～3 300V。新型的IGBT功率模块除用于变频调速外，600A/2 000V的系列产品已用于电力机车的VVVF逆变器。平面低电感封装技术是大电流IGBT多芯片并联的关键工艺。美国海军开发出以IGBT模块为有源器件的PEBB，用在舰艇上的导弹发射装置中。IPEM采用共烧瓷片多芯片模块技术组装PEBB，大大降低电路接线电感，提高系统效率，现已开发成功出第二代IPEM，其中所有的无源元件均以埋层方式掩埋在衬底中。智能化、模块化正成为IGBT的发展热点。第2章 高效功率器件驱动与保护电路2.1 功率MOSFET的驱动与保护技术2.1.1 功率MOSFET的驱动技术 1．功率MOSFET的驱动要求 功率 MOSFET是用栅极电压来控制漏极电流的，其驱动电路简单，需要的驱动功率小，并且还有开关速度快、工作频率高的特点。另外，功率MOSFET的热稳定性优于GTR，但是功率MOSFET的电流容量小，耐压低，一般只适用于功率不超过 10kW的电力电子装置。 功率 MOSFET 对栅极驱动电路的要求主要有：触发脉冲须具有足够快的上升和下降速度，脉冲前后沿要陡峭；导通时以低电阻对栅极电容充电，关断时为栅极电荷提供低电阻放电回路，以提高开关速度。为了使功率 MOSFET 可靠触发导通，栅极驱动电压应高于器件的开启电压。功率 MOSFET 具有数皮法的栅极电容，其开关时所需的驱动电流为栅极电容的充放电电流。为快速建立驱动电压，要求驱动电路具有较小的输出电阻，使功率MOSFET导通的栅极和源极间的驱动电压一般为10～15V。同样，在关断时施加一定幅值的负驱动电压（一般为−5～−15V），有利于减小关断时间和关断损耗。在栅极上串入一只低值电阻（数十欧）可以减小寄生振荡，该电阻的阻值应随被驱动器件电流额定值的增大而减小。为了使开关波形有足够的上升和下降陡度，驱动电路要有一定的输出功率。 功率 MOSFET 驱动电路的设计好坏直接决定了系统对执行机构的驱动品质。功率MOSFET 是电压型驱动器件，没有少数载流子的存储效应，输入阻抗高，因而开关速度可以很高，驱动功率小，电路简单。但功率 MOSFET的极间电容较大，栅极输入端相当于一个容性网络，它的工作速度与驱动电路的内阻抗有关。由于 C的存在，ISS静态时栅极驱动电流几乎为零，但在导通和关断动态过程中仍需要一定的驱动电流。假定开关管饱和导通需要的栅极电压为 V，开关管GS的导通时间 t包括导通延迟时间 t和上升时间 t两部分。在功率 ondrMOSFET 关断过程中，C通过 R放电，C由 R充电，C的ISSOFFOSSLOSS容量较大，V上升得较慢。随着 V的升高，C的充电电DS（T）DS（T）OSS流迅速减小，当接近零后，V再迅速上升。DS（T） 根据上述功率MOSFET的导通和关断特性，对功率MOSFET驱动电路的要求如下。 ① 触发脉冲要具有足够快的上升和下降速度。 ② 导通时以低电阻为栅极电容充电，关断时为栅极提供低电阻放电回路，以提高功率MOSFET的开关速度。 ③ 为了使功率MOSFET可靠触发导通，触发脉冲电压应高于MOSFET的开启电压。为了防止误导通，在功率 MOSFET 截止时应提供负的栅源电压，可避免受到干扰而产生误导通。 ④ 功率MOSFET开关时所需的驱动电流为栅极电容的充放电电流。功率管极间电容越大，所需电流越大，即带负载能力越强。 ⑤ 在功率MOSFET导通瞬间，驱动电路应能提供足够大的充电电流，以使MOSFET的栅源电压迅速上升到所需值，保证功率 MOSFET 能快速导通且不存在上升沿的高频振荡。 ⑥ 在功率MOSFET导通期间，驱动电路应能保证MOSFET的栅源电压保持稳定，使其可靠导通。 ⑦ 在功率MOSFET关断瞬间，驱动电路能提供一个阻抗尽可能低的通路供MOSFET栅、源极间电容电荷的快速泄放，保证开功率MOSFET能快速关断。 ⑧ 要求驱动电路结构简单可靠，损耗小，最好有隔离。 跟双极型晶体管相比，一般认为使功率MOSFET导通不需要电流，只要V电压高于一定的值就可以了。这个很容易做到，但是还GS需要速度。从功率MOSFET的结构中可以看到，在栅极和源极之间以及栅极和漏极之间存在寄生电容，而对功率MOSFET的驱动实际上就是对电容的充放电。对电容的充电需要一个电流，因为在电容充电瞬间可以把电容看成短路，所以瞬间电流会比较大。选择和设计MOSFET驱动电路时要注意的是可提供瞬间短路电流的大小。 驱动电路是主电路与控制电路之间的接口，采用性能良好的驱动电路可以使功率MOSFET 工作在较为理想的开关状态下，缩短开关时间，降低开关损耗。此外，对功率MOSFET和整个装置的保护往往也要通过驱动电路来实现，因此，驱动电路对装置的运行效率、可靠性和安全性都有重要的影响。 功率MOSFET驱动电路的基本功能应包括：为功率MOSFET栅极提供需要的栅极电荷以保证功率器件的开关性能；实现主电路与控制电路之间的电隔离；具有较强的抗干扰能力，保证功率器件在高频工况下可靠工作；具有短的信号传输延迟时间；具有可靠的保护功能。为了保障功率MOSFET安全运行，当主电路或驱动电路出现故障时（如主电路过流或驱动电路欠压），驱动电路应迅速封锁正向栅压并使功率MOSFET关断。早期的功率MOSFET驱动电路是采用分立元件组成的，称之为分立式电路，典型电路如光耦式驱动电路（利用光电耦合器实现电隔离）和磁耦式驱动电路（利用脉冲变压器实现电隔离）。但随着驱动技术的日趋成熟，目前已有多种集成式栅极驱动电路可供选择，采用集成式栅极驱动电路能够简化设计、缩小驱动电路板的体积并提高电路的可靠性。 抗锁死能力是一项非常重要的指标，因为MOSFET一般都连接着感性电路，会产生比较大的反向冲击电流。另外一个需要注意的问题是对瞬间短路电流的承受能力，对于高频SMPS尤其如此。瞬间短路电流的产生通常是由于驱动电平脉冲的上升或下降过程太长，或传输延时过大，这时高压侧和低压侧的MOSFET在很短的时间里处于同时导通的状态，在电源和地之间形成了短路。瞬间短路电流会显著降低电源的效率。使用专用的MOSFET驱动器可以从以下两个方面改善这个问题。 ① MOSFET 栅极驱动电平的上升时间和下降时间必须相等，并且尽可能缩短。TC4427型驱动器在配接1000pF负载的情况下，脉冲上升时间t和下降时间t大约是25ns。rf ② 驱动脉冲的传输延迟时间必须很短（与开关频率匹配），才能保证高压侧和低压侧的MOSFET具有相等的导通延迟和截止延迟时间。例如，TC4427A型驱动器的脉冲上升沿和下降沿的传播延迟时间均小于2ns。这两项指标会因电压和温度不同而变化。 2．功率MOSFET的驱动方式 当功率MOSFET工作在高频条件下时，为了防止振荡，应注意以下事项。 ① 尽可能缩短功率MOSFET各端点的连接线长度，特别是栅极引线。如果无法使引线缩短，则在靠近栅极处串联一个小电阻以便控制寄生振荡。 ② 由于功率MOSFET的输入阻抗高，驱动电源的阻抗必须比较低，以避免正反馈所引起的振荡，特别是功率MOSFET的直流输入阻抗非常高，但它的交流输入阻抗是随频率而改变的，因此功率MOSFET的驱动波形的上升和下降时间与驱动脉冲发生器的阻抗有关。 另外，功率MOSFET的栅极和源极间的硅氧化层的耐压是有限的，如果实际的电压数值超过器件的额定值，则器件就会被击穿，产生永久性的损坏。实际的栅源电压最大值在20～30V之间。即使实际电压为20V，仍然要细致分析是否会出现由于寄生电感导致的电压快速上升的尖峰引起击穿功率MOSFET的硅氧化层问题。（1）直接驱动式 简单可靠的驱动方式是使用集电极开路的TTL驱动功率MOSFET，如图2-1所示。这种方式可以产生足够高的栅压使MOSFET充分导通，并保证较高的关断速度。由于外接负载电阻R限L制TTL 的低电平输出晶体管的功率耗散，因而这种驱动方式的导通速度不够高。但对用于感性负载的开关电路来说，出于对动态损耗的考虑，要求关断速度要更快一些。图2-1 用 TTL驱动功率 MOSFET的电路图 图2-2所示的两种驱动功率MOSFET的方式也是使用集电极开路的 TTL ，但在 TTL 与功率MOSFET之间增加了附属电路。图2-2（a）所示的驱动方式是对简易方式的一种改进，它不但能降低TTL器件的功率耗散，也能保证较高的导通速度。图2-2（b）所示的驱动方式可进一步改善驱动性能，不但关断时间可以进一步缩短，导通时间与关断时间的差别也通过互补电路而消除。在这种驱动方式中，两个外接晶体管起着射极跟随器的作用，因而功率MOSFET不会被驱动到饱和区。由于互补方式增加了驱动功率，这种方式更适合于大功率MOSFET的驱动。图2-2 用 TTL驱动功率 MOSFET的两种改进电路图（2）用CMOS传输门驱动 由于功率 MOSFET 有很高的输入阻抗，所以可考虑用 CMOS 电路直接驱动 MOSFET的栅极，如图2-3所示。直接使用CMOS电路驱动功率MOSFET的优点是两者都可以用10～15V电源供电。为了保证功率MOSFET在逐渐增大的连续电流下工作在线性区，要使其栅压超过 10V。CMOS 电路也可用 10～15V 电源供电，这就可以直接将 CMOS 电路与功率MOSFET相接而不用任何附加电路，也不需要外接电阻。但是，由于CMOS电路能够提供的充电电流和能够接受的放电电流都很有限，因而对功率 MOSFET 的开关速度有所影响。虽然CMOS缓冲器接收功率MOSFET栅极放电电流的能力比标准CMOS栅极高很多，但是提供充电电流的能力基本上还是一样的，因此，跟使用集电极开路的TTL驱动功率MOSFET的情况类似。（3）耦合驱动方式 采用脉冲变压器驱动功率MOSFET的栅极，脉冲变压器可以提供必要的隔离。图2-4所示电路是这种驱动方式中最简单的一种。此电路中的二极管起限制驱动晶体管上的反馈电压的作用，升压比为1:1的脉冲变压器用来向功率MOSFET提供足够高的驱动电压。由于变压器次级在开和关两种状态下的电压与持续时间的乘积必须大小相等，因而驱动脉冲的占空比变化必须引起栅源电压 V的变化。这是脉冲GS变压器栅极驱动方式的潜在问题。当占空比从1/10增加到1/3时，VGS的幅值从13.5V下降到10V。对于给定的15V原边电压，V完全有可GB能下降到10V以下甚至低到不能使器件工作于线性区的程度。当然，增加原边电压可以提高最大的占空比。图2-3 用 CMOS驱动功率场效应管的电路图图2-4 简单的脉冲变压器栅极驱动电路 图2-4所示的简易脉冲变压器驱动方式还有一个缺点，就是对脉冲的宽度有较大限制。如果脉冲过宽，磁饱和效应可能使原边绕组的电流突然增大，最终令其烧毁。脉冲过窄主要潜在以下两个问题。 ① 脉冲间隔太长时，变压器漏感对充电电流的限制可能很大。 ② 磁化电流为驱动栅极关断所存储的能量可能不够，因为脉冲过窄时，I不能充分上升。m 第二个问题可以用图2-5所示的电路来克服，从而使关断过程的驱动特性得以改善。图2-5 避免I随脉宽变化的变压器栅极驱动电路m 3．功率MOSFET驱动电路分析（1）不隔离的互补驱动电路 图2-6（a）所示为常用的小功率驱动电路，简单、可靠，成本低，适用于不要求隔离的小功率开关电路。图2-6（b）所示驱动电路的开关速度很快，驱动能力强，为防止两个MOSFET直通，通常串接一个0.5～1Ω的小电阻进行限流。该电路适用于不要求隔离的中功率开关电路。这两种电路的特点是结构简单。图2-6 常用的不隔离的互补驱动电路 功率MOSFET属于电压型控制器件，只要在栅极和源极之间施加的电压超过其阈值电压就会导通。由于MOSFET存在结电容，关断时其漏源两端电压的突然上升将会通过结电容在栅源两端产生干扰电压。常用的互补驱动电路的关断回路阻抗小，关断速度较快，但它不能提供负压，故抗干扰性能较差。为了提高电路的抗干扰性能，可在此种驱动电路的基础上增加一级由VT、VT、R组成的电路，产生一12个负压，如图2-7所示。图2-7 提供负压的互补电路 当VT导通时，VT关断，两个MOSFET中上管的栅、源极放12电，下管的栅、源极充电，即上管关断，下管导通；反之，VT关断1时，VT导通，即上管导通，下管关断。上下两个管子的栅、源极通2过不同的回路充放电，包含有VT的回路，由于VT会不断退出饱和22状态直至关断，所以对于VT而言导通比关断要慢，对于VT而言导34通比关断要快，所以两管发热程度也不完全一样，VT比VT发热严34重。 该驱动电路的缺点是需要双电源，且R的阻值不能过大，否则会使VT深度饱和而影响关断速度。1（2）隔离正激式驱动电路 隔离正激式驱动电路如图2-8（a）所示，N为去磁绕组，VT为32所驱动的功率管，R为防止功率管栅极、源极端电压振荡而设置的2阻尼电阻。若不要求漏感较小，且从速度方面考虑，一般R的阻值2较小，故在分析中可忽略不计。其等效电路如图2-8（b）所示，变压器副边并联电阻R作为正激变换器的假负载，用于避免关断期间输1出电压发生振荡而误导通，同时它还可以作为功率MOSFET关断时的能量泄放回路。该驱动电路的导通速度主要与被驱动的VT的栅极和2源极等效输入电容的大小、VT的导通速度以及VT所能提供的电流11大小有关。由仿真及分析可知，占空比D越小、R越大、L越大，磁1化电流越小，变压器原边电压V越小，关断速度越慢。该电路具有以1下优点。图2-8 隔离正激式驱动电路 ① 电路结构简单可靠，可实现隔离驱动。 ② 只需单电源即可提供导通时的导通正电压和关断负电压。 ③ 占空比固定时，通过合理的参数设计，此驱动电路也具有较快的开关速度。 该电路存在的缺点是由于隔离变压器副边需要假负载防止振荡，故电路损耗较大；当占空比变化时，关断速度变化较大；脉宽较窄时，由于储存的能量减少，MOSFET栅极的关断速度变慢。（3）有隔离变压器的互补驱动电路 有隔离变压器的互补驱动电路如图2-9所示，VT、VT为互补工12作，电容C起隔离直流的作用，T为高频、高磁率的磁环或磁罐。1图2-9 有隔离变压器的互补驱动电路 导通时隔离变压器上的电压为（1−D）V、关断时为 DV，若主inin功率管 VT可靠导通的电压为 12V，而隔离变压器原副边匝比 N/N312为12∶（1−D）V。为保证导通期间V电压稳定， C值可稍取大inGS些。该电路具有以下优点。 ① 电路结构简单可靠，具有电气隔离作用。当脉宽变化时，驱动的关断能力不会随着变化。 ② 该电路只需一个电源，即为单电源工作。隔直电容 C 可以在关断所驱动的 MOSFET 时提供一个负压，从而加速了功率管的关断，且有较高的抗干扰能力。 但该电路存在的一个较大缺点，即输出电压的幅值会随着占空比的变化而变化。当D较小时，负向电压小，该电路的抗干扰性变差，且正向电压较高，应使其幅值不超过MOSFET栅极的允许电压。当D大于0.5时，驱动电压的正向电压小于其负向电压，此时应该注意使其负电压不超过MOSFET栅极的允许电压。所以，该电路比较适用于占空比固定、占空比变化范围不大以及占空比小于0.5的场合。（4）由集成电路UC3724和UC3725构成的驱动电路 由集成电路UC3724和UC3725构成的驱动电路如图2-10所示。其中UC3724用来产生高频载波信号，载波频率由电容C和电阻R决定。TT一般载波频率小于600kHz，UC3724的④和⑥脚产生高频调制波，经高频小磁环变压器隔离后送到UC3725的⑦、⑧脚，经UC3725进行调制后得到驱动信号。UC3725 内部有一肖特基整流桥，同时将⑦、⑧脚的高频调制波整流成一直流电压，提供驱动所需功率。一般来说，载波频率越高，驱动延时越小，但载波频率太高时抗干扰性能变差；隔离变压器磁化电感越大，磁化电流越小，UC3724发热越少，但磁化电感太大会使匝数增多，导致寄生参数的影响变大，同样会使抗干扰能力降低。根据实验数据得出，对于开关频率小于100kHz的信号一般取400～500kHz载波频率较好，变压器应选用磁导率较高的变压器，其原边磁化电感以小于1mH为佳。这种驱动电路仅适合于信号频率小于 100kHz 的场合，因信号频率相对载波频率太高，相对延时太大，且所需驱动功率增大，将导致 UC3724 和 UC3725 发热，故 100kHz 以上开关频率仅对极间电容较小的MOSFET才适用。对于电压在1kV·A左右、开关频率小于100kHz的场合，它是一种良好的驱动电路。该电路的特点为：单电源工作，控制信号与驱动电路实现隔离，结构简单，尺寸较小，尤其适用于占空比变化不确定或信号频率也变化的场合。图2-10 由集成电路 UC3724和UC3725构成的驱动电路 4．Buck电源中的MOSFET驱动电路（1）电平转换直接驱动 当主电路的电源电压不高时，可采用图2-11所示的电平转换直接驱动电路。这种电路的优点是成本较低，缺点是当输入电压V较高in时电平移动驱动部分需要电荷泵供电，因此电路比较复杂。图2-11 电平转换直接驱动电路（2）光电耦合器隔离驱动 光电耦合器隔离驱动电路如图2-12所示，其优点是比较成熟，但光电耦合器次级需要隔离电源，由于光电耦合器的速度不是很快，工作频率不能太高，因而降低了电源的瞬态响应速度。图2-12 光电耦合器隔离驱动电路（3）变换MOSFET位置直接驱动 变换MOSFET位置直接驱动电路如图2-13所示。将MOSFET移到供电电源的负端，就可用IC输出的信号直接驱动。该电路的优点是驱动成本低；缺点是输出端GND悬浮，抗干扰性能差，不能直接引进反馈，需要加光电耦合器隔离传输反馈信号。图2-13 变换 MOSFET位置直接驱动电路（4）变压器直接隔离驱动 变压器直接隔离驱动电路如图2-14所示。这种直接驱动方法的突出优点是成本低，但由于变压器只能传递交流信号，因此输出的正、负脉冲幅值随占空比而变化，只适用于占空比在0.5左右且变化不大的情况。同时，由于变压器的负载是MOSFET的输入电容，驱动脉冲的前、后沿不够理想。图2-14 变压器直接隔离驱动电路（5）有源变压器驱动 用变压器传送信号、次级加隔离电源和放大电路的驱动电路如图2-15所示。因为变压器只传送信号，所以响应比较快，工作频率可以很高。由于变压器次级为有源电路，可以输出比较陡峭的脉冲信号。该电路的缺点是需要一路隔离的电源供电。图2-15 有源变压器驱动电路（6）采用新型隔离驱动组件直接驱动 采用KD103型驱动模块的直接驱动电路如图2-16所示，驱动器采用变压器隔离及分时技术，在输入信号的上升沿和下降沿传递PWM信号，在平顶阶段传递能量，因而能够输出陡峭的驱动脉冲。这种驱动方法的优点是使用方便，驱动脉冲质量好，工作频率高，体积较小，输入电压最高可达 1 000V，价格也比较低；缺点是工作频率低时要求的变压器体积比较大，同时成本稍高些。图2-16 采用新型隔离驱动组件的直接驱动电路 上述几种驱动方式的比较见表2-1。从表2-1中可以得出，采用KD103专用组件的隔离驱动器具有较佳的性价比。表2-1 各种驱动方式的比较2.1.2 功率MOSFET的保护技术 1．功率MOSFET的保护 功率 MOSFET 的薄弱之处是栅极绝缘层易被击穿损坏，栅源电压不得超过 ± 20V。一般认为 MOSFET 易受各种静电感应而击穿栅极绝缘层，实际上这种损坏的可能性还与器件的规格有关，管芯尺寸大，栅极输入电容也大，由于静电电荷充电栅源电压超过 ± 20V 而击穿的可能性相对小些。此外，栅极输入电容可能经受多次静电电荷充电，电荷积累使栅极电压超过 ± 20V 而击穿的可能性也是实际存在的。为此，在使用 MOSFET 时必须注意采取相应的保护措施。（1）防止静电击穿 功率MOSFET的最大优点是具有高的输入阻抗，因此在静电较强的场合难于泄放电荷，容易引起静电击穿。静电击穿有以下两种方式。 ① 电压型：即栅极的薄氧化层发生击穿，形成针孔，使栅极和源极间短路，或使栅极和漏极间短路。 ② 功率型：即金属化薄膜铝条被熔断，造成栅极开路或源极开路。 在应用MOSFET时为防止静电击穿，应注意以下事项。 ① 在测试和接入电路之前，MOSFET 应存放在静电包装袋、导电材料或金属容器中，不能放在塑料盒或塑料袋中。取用时应拿住管壳部分而不是引线部分，工作人员需通过腕带良好接地。 ② 将MOSFET接入电路时，工作台和烙铁都必须良好接地，焊接时烙铁应断电。 ③ 在测试MOSFET时，测量仪器和工作台都必须良好接地。在MOSFET的3个电极未全部接入测试仪器或电路前不要施加电压。改换测试范围时，电压和电流都必须先恢复到零。（2）防止偶然性振荡损坏器件 功率MOSFET与测试仪器、接插盒等的输入电容、输入电阻匹配不当时会出现偶然性振荡，造成 MOSFET 损坏。因此，在用仪器测试时，需在 MOSFET 的栅极端子处外接 10kΩ的串联电阻，也可在栅极和源极之间外接大约0.5μF的电容器。（3）防止过电压 由于功率MOSFET工作在高电压、大电流条件下，需要对其进行可靠保护，以使其稳定运行，并且应尽量减少对控制电路的干扰。过电压保护主要有以下几种。 ① 防止栅源过电压。如果栅、源极间的阻抗过高，则漏、源极间电压的突变会通过极间电容耦合到栅极而产生相当高的栅源尖峰电压，这一电压会使栅源氧化层击穿，造成永久性损坏。如果是正方向的 V瞬态电压，还会引起器件的误导通，导致该器件或电路中其他GS器件产生瞬态电流过载。解决的办法是适当降低栅极驱动电路的阻抗，在栅、源极间并接阻尼电阻，或并接约25V的齐纳二极管，尤其要防止栅极开路工作。 ② 防止漏极过电压。如果电路中有电感性负载，则当器件关断时，漏极电流的突变（di/dt）会产生比电源电压高得多的漏极电压过冲，导致器件损坏。功率MOSFET关断得越快，产生的过电压越高。为此，需为 MOSFET 设置保护电路来吸收浪涌电压，解决方法一般为加入RC缓冲电路和针对感性负载的二极管钳位电路。（4）防止过电流 负载的接入或切除均可能产生很大的冲击电流，以至于超过 IDM的极限值，此时必须用电流传感器和控制电路使器件回路迅速断开。在脉冲应用中不仅要保证峰值电流不超过最大额定值 I，而且还要DM保证其有效值电流也在正常范围之内。过流主要分以下3种。 ① 长时间过流运行。MOSFET长时间过流运行是指MOSFET的运行指标达到或超出其额定值（如选型失误、安全系数偏小等），出现这种情况时电路必须能在电流到达允许额定极限值前立即关断器件，这样才能达到保护器件的目的。 ② 短路超时（10μs 以上）。发生短路时，功率 MOSFET 的漏源电流迅速增大并超过额定值，此时由于在功率MOSFET上加了高电压、大电流，必须在过流极限值所规定的时间内关断功率MOSFET，否则器件将被烧毁。 ③ di/dt 过高。过高的 di/dt 会引起器件故障，其也属于过压范围。很高的 di/dt 值作用于线路分布电感上，将导致瞬间过压。在这种情况下可以根据不同的功率模块选用不同的吸收回路。（5）防止过热 过热一般是指使用中MOSFET模块的结温T超过晶片的最高温度j限定。目前，MOSFET的最大结温T一般为150℃。在电路热设计jmax中，应采取散热和热保护措施，以确保MOSFET工作在允许的温度范围内。 2．功率MOSFET的防击穿保护电路 MOSFET作为功率开关器件，在各种H桥配置中它不仅可以是分立器件，也可以集成到IC中。一般采用一个高侧（HS）功率MOSFET（VT）和一个低侧（LS）MOSFET（VT）的配置来驱动12电感负载，如图2-17所示。当VT开启、VT关闭时，电源电流经电12感L流出。当VT关闭、VT开启时，电感电流继续从零点流入L。0120 当高侧和低侧功率MOSFET同时开启时，会出现严重短路的情况，导致这两个MOSFET发生击穿。例如，当指令开启VT、关闭1VT时，由于逻辑传输的延迟，当HSFET半开启、VT半关闭时，给22MOSFET的门电容充电或放电需要较短的时间。这样，电流直接从V经过两个MOSFET流入地而引起MOSFET击穿。CC 在图2-17所示电路中，将MOSFET的击穿保护电路嵌入到半H桥拓扑中。HS-ON信号通过 HS 驱动器开启和关闭 VT，它是由一个数1字微控制器或由一个含有比较器或误差放大器的反馈回路产生的。高侧驱动器将低功率逻辑信号转化为高功率HS-ON信号。同样，LS-ON信号通过低侧驱动器开启和关闭VT。电路通过使两个功率MOSFET2具有正确的顺序来控制负载系统。保护配置能自动检测到高侧和低侧MOSFET的状态，只有低侧器件完全关闭时，高侧MOSFET才允许开启，反之亦然。图2-17 功率 MOSFET的防击穿保护电路 为了开启VT，系统将信号HS-ON设为高电平。如果VT关闭，12则HS-EN为高电平。HS-ON为高电平将致使LSR装置的输出端0QZ（LS-EN）为低电平，使得VT不工作。高侧驱动器开启VT。21 通过高侧V监测器来检测VT的开启状态，所以检测到的HS-IS-GS1ON信号是高电平， LS-EN-RST 保持为低电平。最终结果是 LS-EN 保持低电平，而不允许开启 VT。只要 VT开启，VT就不可以运212行。HS-ON采用NOR门（NOR）输入。这也确保只要HS-ON为高电0平，LS-EN就得保持低电平。 在正常条件下，当准备开启或已开启VT时，HS-ON和HS-IS-ON1保持VT关闭。在实际应用中，噪声会对控制信号产生干扰，由于驱2动器和 V监测器（逻辑型）的有限响应时间，HS-IS-ON不可靠GS（V监测器失效）。在这种情况下，LS-EN-BLANK保证了自动防故GS障的运行。 每次HS-ON从低电平转为高电平时，一个边缘检测器（用R、0C、AND组成）就产生一个短时间的（ 20ns ）的脉冲来开启 VT，343开始一个脉冲周期，输出一个 150ns 的LS-EN-BLANK脉冲，使LS-EN在低电平保持150ns。在这个150ns时间中，任何企图开启VT的2操作都是不安全的操作。因此，VT稳定地保持关闭。I3UA 是一个2给 C充电的电流源。由于20ns的短触发脉冲，150ns过后再次触发。2这确保即使在HS-ON线上出现干扰的情况下，该保护电路也能正常运行。 一个脉冲周期必须长于高侧 V监测器和 HS 驱动器，包括所有GS寄生元件的总信号传播延迟时间。但是这一周期的长度要短于正常的 HS-ON 脉冲宽度，以避免干扰正常运行。为了提高系统的稳定性，用LSR作为低通滤波器来过滤控制回路中的噪声。0 在图2-18中，1.6～2.8μs期间为正常运行波形。信号与图2-17所示电路中对应。当HS-ON为高电平，命令驱动器开启VT时，HS-2FET-G和HS-FET-S升高。检测电路检测到后，正确地显示 HS-IS-ON，从而关闭 VT（LS-EN 为低电平），直到 VT完全关闭 （HS-FET-21G、HS-FET-S接近零）。图2-18 图2-17所示电路的工作波形 2.8～3.4μs期间为反常运行波形。当HS-ON指令由于噪声或器件故障而过早停止时，VT处于半开状态。高侧V监测器不能检测到2GSVT处于开启状态，因为它的响应时间有限，所以它错误地显示HS-1IS-ON为低电平。没有LS-EN-BLANK，LS-EN信号将会变高，允许系统在VT仍半开时开启VT。由于LS-EN-BLANK脉冲保持150ns的低电12平，允许VT门电压在LS-EN成为高电平之前设为低值，结果避免了1击穿。2.2 IGBT的驱动技术2.2.1 IGBT栅极驱动 功率器件的不断发展使得其驱动电路也在不断地发展，相继出现了许多专用的驱动集成电路。IGBT 的触发和关断要求给其栅极加上正向电压和负向电压，栅极电压可由不同的驱动电路产生。当选择这些驱动电路时，必须基于的因素有：器件导通和关断偏置的要求、栅极电荷的要求、耐固性要求和电源情况。 由IGBT的等效电路可知，若在IGBT的栅极和发射极之间加上驱动正电压，则MOSFET导通，这样PNP晶体管的集电极与基极之间呈低阻状态而使得晶体管导通；若IGBT的栅极和发射极之间的电压为0V，则MOSFET截止，切断PNP晶体管的基极电流，使得晶体管截止。由此可知，IGBT的安全可靠与否主要由以下因素决定。 ① IGBT 的栅极与发射极之间的电压。 ② IGBT 的集电极与发射极之间的电压。 ③ 流过IGBT集电极和发射极的电流。 ④ IGBT 的结温。 如果IGBT的栅极与发射极之间的驱动电压过低，则IGBT不能稳定正常地工作；如果该电压过高，超过栅极和发射极之间的耐压，则IGBT可能永久性损坏。同样，如果加在IGBT集电极与发射极之间的电压超过允许值，流过IGBT集电极和发射极的电流超过允许的最大电流，IGBT的结温超过允许值，IGBT都可能永久性损坏。 1．栅极特性 IGBT 的栅极通过一层氧化膜与发射极实现电隔离，由于此氧化膜很薄，其击穿电压一般只有20～30V，因此栅极击穿是IGBT失效的常见原因之一。在应用中有时虽然保证了栅极驱动电压没有超过栅极最大额定电压，但栅极连线的寄生电感和栅极与集电极间的电容耦合，也会产生使氧化层损坏的振荡电压。为此，通常采用双绞线来传送驱动信号，以减小寄生电感。在栅极连线中串联小电阻也可以抑制振荡电压。 由于IGBT的栅极和发射极之间以及栅极和集电极之间存在着分布电容C和C，发射极驱动电路中存在分布电感L，IGBT的实际GEGCE驱动波形与理想驱动波形不完全相同，并产生了不利于IGBT导通和关断的因素。 IGBT的开关等效电路和导通波形如图2-19所示。在t时刻，栅极0驱动电压V开始上升，此时影响电压V上升斜率的主要因素只有GEGER和C，电压V上升得较快。在t时刻， V达到IGBT的栅极门GGEGE1GE槛值，集电极电流开始增大。从此时开始有两个原因导致V的波形GE偏离原有的轨迹。 ① 影响栅极驱动电路电压的因素是发射极电路中分布电感L上E的感应电压随着集电极电流I的增大而增大，从而削弱了栅极驱动电C压，并且降低了栅极和发射极间电压V的上升率，减缓了集电极电GE流的增大。 ② 另一个影响栅极驱动电路电压的因素是栅极—集电极电容 C的密勒效应。在 t时刻，集电极电流达到最大值，进而栅极—集GC2电极间电容C开始放电，在驱动电路中增加了C的容性电流，使GCGC得在驱动电路内阻抗上的压降增加，也削弱了栅极驱动电压。显然，栅极驱动电路的阻抗越低，这种效应越弱，此效应一直维持到t时刻3V下降到零为止。它的影响同样减缓了IGBT的导通过程。在t时刻CE3后，I达到稳态值，影响电压V的因素消失后，V以较快的速率达CGEGE到最大值。 由图2-19（b）可以看出，由于L和C的存在，在IGBT的实际EGC运行中V的上升速率减缓了许多。这种阻碍驱动电压上升的效应表GE现为对集电极电流增大及导通过程的阻碍。为了减缓此效应，应使IGBT的L和C及栅极驱动电路的内阻尽量小，以获得较快的导通速EGC度。 IGBT关断时的波形如图2-20所示。在t时刻，栅极驱动电压开始0下降，在t时刻达到刚能维持集电极正常工作的水平，IGBT进入线性1工作区，V开始上升。此时，栅极—集电极间电容C的密勒效应CEGC支配着V的上升。由于C的耦合充电作用，V在t～t期间基本CEGCGE12不变，在t时刻V和I开始以栅极和发射极间固有阻抗所决定的速度2GEC下降。在t时刻， V及I均为零，关断过程结束。3GEC图2-19 IGBT的开关等效电路和导通波形图2-20 IGBT关断时的波形 由图2-20可以看出，由于电容C的存在，IGBT的关断过程也延GC长了许多。为了减小此影响，一方面应选择C较小的IGBT器件；另GC一方面应减小驱动电路的内阻抗，使流入C的充电电流增大，加快GC了V的上升速度。CE 在实际应用中，IGBT的V幅值也影响着饱和导通压降，V增GEGE大时，饱和导通电压将减小。由于饱和导通电压是导致 IGBT 发热的主要原因之一，因此必须尽量减小。通常 V为15～18V，若过高，GE容易造成栅极击穿。V一般取15V。IGBT关断时给其栅极和发射极GE间加一定的负偏压有利于提高IGBT的抗干扰能力，通常取−5～−10V。 2．栅极串联电阻对栅极驱动波形的影响 栅极驱动电压的上升、下降速率对 IGBT 的导通和关断过程有着较大的影响。IGBT 的MOS沟道受栅极电压的直接控制，而MOSFET部分的漏极电流控制着双极部分的栅极电流，使得IGBT的导通特性主要决定于它的MOSFET部分，所以IGBT的导通受栅极驱动波形的影响较大。IGBT的关断特性主要取决于内部少子的复合速率，少子的复合受MOSFET关断的影响，所以栅极驱动对IGBT的关断也有影响。 在高频应用时，驱动电压的上升、下降速率应快一些，以提高IGBT的开关速率而降低损耗。在正常状态下IGBT导通得越快，损耗越小。但在导通过程中如有续流二极管的反向恢复电流和吸收电容的放电电流，则导通加快，因IGBT承受的峰值电流越大，越容易导致IGBT 损害。此时应降低栅极驱动电压的上升速率，即增加栅极串联电阻的阻值，抑制该电流的峰值，其代价是较大的导通损耗。利用IGBT栅极串联电阻技术，导通过程的电流峰值可以控制在任意值。 由以上分析可知，栅极串联电阻和驱动电路内阻抗对IGBT导通过程的影响较大，而对关断过程的影响小一些。串联电阻小有利于加快关断速率，减小关断损耗，但过小会造成di/dt过大，产生较大的集电极电压尖峰。因此，串联电阻要根据具体设计要求进行全面综合的考虑。 栅极电阻对驱动脉冲的波形也有影响，电阻值过小时会造成脉冲振荡，过大时脉冲波形的前、后沿会发生延迟和变缓。IGBT 的栅极输入电容 C随着其额定电流容量的增大而增大。为了保持相同的驱GE动脉冲前、后沿速率，对于电流容量大的IGBT器件，应提供较大的前、后沿充电电流。为此，栅极串联电阻的阻值应随着IGBT电流容量的增大而减小。 3．理想驱动电路的基本性能 IGBT 器件的发射极和栅极之间是绝缘的二氧化硅结构，直流电不能通过，因而低频的静态驱动功率接近零。但是栅极和发射极之间构成了一个栅极电容 C，因而在高频率的交替导通和关断时需要一GS定的动态驱动功率。小功率 IGBT 的 C一般为 10～100pF。对于大GS功率的绝缘栅功率器件，由于栅极电容 C较大（1～100nF 甚至更GS大），因而需要较大的动态驱动功率。 IGBT栅极电压可由不同的驱动电路产生，栅极驱动电路设计的优劣直接关系到由IGBT构成的系统长期运行的可靠性。正向栅极电压的值应该足够令IGBT产生完全饱和，并使通态损耗减至最小，同时也应限制短路电流和它所带来的功率应力。当栅极电压为零时，IGBT处于断态。但是，为了保证IGBT在集电极和发射极间电压上出现dv/dt噪声时仍保持关断，必须在栅极上施加一个反向关断偏压。采用反向偏压还减小了关断损耗。所以，设计合理的IGBT驱动电路显得尤为重要。理想的驱动电路应具有以下基本性能。 ① 要求驱动电路为 IGBT 提供一定幅值的正、反向栅极电压 V。GE理论上 V≥V时IGBT即可导通；当V太大时，可能引起栅极电GEGE(th)GE压振荡，损坏栅极。正向V越高，IGBT器件的V越低，越有利于GEGES降低器件的通态损耗，但也会使IGBT承受短路电流的时间变短，并使续流二极管反向恢复过电压增大。因此，正偏压要适当，一般不允许V超过+20V。关断IGBT时，必须为IGBT器件提供−5～−15V的反GE向电压V，以便尽快抽取IGBT器件内部存储的电荷，缩短关断时间，GE提高IGBT的耐压和抗干扰能力。采用反偏压可减少关断损耗，提高IGBT工作的可靠性。 ② 要求驱动电路具有隔离输入、输出信号的功能，同时要求在驱动电路内部信号传输无延时或延时很小。 ③ 要求在栅极回路中必须串联合适的栅极电阻 R，用以控制 GV的前、后沿陡度，进而控制IGBT器件的开关损耗。R增大，VGEGGE的前、后沿变缓，IGBT的开关过程延长，开关损耗增大；R减小，GV的前、后沿变陡，IGBT器件的开关损耗降低，同时集电极电流变GE化率增大。较小的栅极电阻使得IGBT导通时的di/dt变大，会导致较大的dv/dt，增大了续流二极管恢复时的浪涌电压。因此，在设计栅极电阻时要兼顾到这两个方面的问题。因此，R的选择应根据IGBT的G电流容量、额定电压及开关频率，一般取几欧到几十欧。 ④ 驱动电路应具有过压保护和dv/dt保护能力。当发生短路或过流故障时，理想的驱动电路还应该具备完善的短路保护功能。 4．栅极驱动功率 IGBT要消耗来自栅极电源的功率，其功率受栅极驱动负、正偏置电压的差值ΔV，栅极总电荷Q和工作频率f的影响。驱动电路GECS电源的最大峰值电流I为：GPK 驱动电路电源的平均功率P为：AV 驱动电路电源应稳定，能提供足够高的正、负栅压，应有足够的功率，以满足栅极对驱动功率的要求。在大电流应用场合，每个栅极驱动电路最好都采用独立的分立式隔离电源。驱动电路的电源和控制电路的电源应独立设置，以减小相互间的干扰。推荐使用带多路输出的开关电源作为驱动电路的电源。 5．栅极电阻 选择适当的栅极串联电阻对IGBT的栅极驱动相当重要。IGBT的导通和关断是通过栅极电路的充放电来实现的，因此栅极电阻值将对IGBT的动态特性产生极大的影响。数值较小的电阻使栅极电容的充放电较快，从而缩短开关时间，减小开关损耗。所以，较小的栅极电阻增强了器件工作的耐固性（可避免dv/dt带来的误导通）。但与此同时，它只能承受较小的栅极噪声，并可能导致栅极—发射极电容和栅极驱动导线的寄生电感产生振荡。 增大栅极电阻能够减小IGBT导通时续流二极管的反向恢复过电压，减小通态下出现短路的冲击电流值。与此同时，增大栅极电阻的结果将使导通、关断损耗增加，延长导通和关断时间。因此，最好的办法是配置两个串联电阻器，即R和R，在实际设计时应考虑G(on)G(off)具体的应用要求。如在采用高压二极管的情况下，恢复时间趋长，R应比产品目录的推荐值大2～4倍。G(on) 栅极电阻R串接在栅极电路中（如图2-21所示），目的是改善控G制脉冲前沿、后沿的陡度和防止振荡，减小IGBT集电极电压的尖脉冲值。又因为IGBT的导通或关断是通过栅极电路的充放电来实现的，所以 R的值对动态特性产生极大的影响，具体如下所述。G图2-21 典型的 IGBT栅极驱动电路 ① R值小时充放电较快，能缩短开关时间，减小开关损耗，增G强工作的耐固性，避免由于dv/dt而误导通。不足的是噪声承受能力小，易产生寄生振荡，使导通时的 di/dt 变大，增大续流二极管（FWD）恢复时的浪涌电压。 ② R值大时性能与上述相反。G 栅极驱动的布线对防止潜在振荡，减慢栅极电压上升，减小噪声损耗，降低栅极电压或减小栅极保护电路的效率有较大的影响。在布线时要注意如下事项。 ① 将驱动器的输出级和IGBT之间的寄生电感减至最小。 ② 驱动板和功率电路要正确放置，以防功率电路和控制电路之间产生电感耦合。 ③ 采用辅助发射极端子连接栅极驱动电路。 ④ 当驱动电路板和IGBT控制端子不可能直接连接时，应采用双股绞线（2转/厘米，长度小于3cm）、带状线或同轴线作为传输线。 ⑤ 栅极钳位保护电路必须按低电感布线，并尽量放置于IGBT模块的栅极、发射极控制端子附近。 ⑥ 由于 IGBT 的开关会产生较高的瞬态电压，电路板分线时线条彼此之间不宜靠得太近，过高的dv/dt会由于寄生电容产生耦合噪声。若布线无法避免交叉或平衡，必须采用屏蔽层加以保护。 ⑦ 要减小各器件之间的寄生电容，避免产生耦合噪声。 ⑧ 用光电耦合器来隔离栅极驱动信号，其最小共模抑制比要为10.000V/μs。在栅极回路中，除了采取上述措施外，为防止栅极电路出现高压尖峰，一般在G、E极间加一个电阻R，再并两只反串的稳GE压二极管，以使工作更可靠、安全、有效。 6．IGBT的驱动条件 严格地说，能否充分利用器件的性能，关键取决于驱动电路的设计。理论上，V≥V时 IGBT 即可导通。一般情况下，V= 5GEGE(th)GE(th)～6V，当 V增大时，通态压降减小，通态损耗减小，但IGBT承受GE短路电流的能力减小。当V太大时，可能引起栅极电压振荡，损坏GE栅极。当V减小时，通态压降增加，通态损耗增大。GE 为使通态压降最小，同时 IGBT 又具有较高的承受短路电流能力，通常选取 V≥D ×V，系数D取1.5、2、2.5或3。当V为6V，GEGE(th)GE(th)系数D分别为1.5、2、2.5、3时，V则分别为9V、12V、15V、GE18V。一般栅极驱动电压V取12～15V为宜，12V最佳。当IGBT关断GE时，栅极加负偏压，提高抗干扰能力和承受dv/dt的能力，栅极负偏压一般为− 10V。 设计IGBT栅极驱动电路时，应特别注意导通特性、负载短路能力和dv/dt引起的误触发等问题。正偏置电压V增大，通态电压减GEGE小，导通能耗E也下降，如图2-22所示。由图2-22还可以看出，若on使V固定不变，导通电压将随集电极电流的增大而升高，导通损耗GE将随结温升高而升高。图2-22 正偏置电压V与V和E的关系GE（on）CEon IGBT栅极负偏压−V直接影响IGBT的可靠运行，负偏压升高时GE集电极的浪涌电流明显减小，对关断能耗无显著影响。−V与集电GE极浪涌电流和关断能耗 E的关系如图2-23所示。栅极电阻R增大，offG将使IGBT的导通与关断时间延长，因而导通与关断能耗均增加。而栅极电阻减小时，di/dt增大，可能引发IGBT误导通，同时R上的损G耗也有所增加。 由上述不难得知：IGBT 的特性随栅极驱动条件的变化而变化，就像双极型晶体管的开关特性和安全工作区随基极驱动而变化一样。然而，对于IGBT来说，栅极驱动条件仅对其关断特性略有影响。图2-2 3-V与集电极浪涌电流和关断能耗E的关系GEoff 栅极驱动电路的阻抗除了引起电流下降、时间延迟外，还影响开关损耗。栅极电阻减小时，总损耗将减小。导通损耗主要由MOSFET的特性决定，关断损耗主要由少子决定，导通损耗比关断损耗受栅极电阻的影响更大。为了减小dv/dt的影响，栅极通常应加一个负偏压。但是，这样要求增加与高压侧开关器件隔离的电源。 栅极电压的降低有助于控制IGBT承受短路电流的能力。降低栅极驱动电压，能够减小短路时的集电极电流和功耗。在IGBT的栅极串入二极管、电阻网路，就能完成这种功能，并且响应时间小于1μs。在设计IGBT驱动电路时应注意以下事项。 ① IGBT 具有一个 2.5～5V 的阈值电压，有一个容性输入阻抗，因此 IGBT 对栅极电荷非常敏感，故驱动电路的设计必须很可靠，要保证有一条低阻抗的放电回路，即驱动电路与IGBT的连线要尽量短。 ② 用内阻小的驱动源对栅极电容充放电，以保证栅极控制电压V有足够陡的前、后沿，使IGBT的开关损耗尽量小。另外，IGBT导GE通后，栅极驱动源应能提供足够大的功率，使IGBT因不退出饱和状态而损坏。 ③ 驱动电路要能传递几十千赫的脉冲信号。 ④ 在大电感负载下，IGBT的开关时间不能太短，以限制di/dt形成的尖峰电压，确保IGBT的安全。 ⑤ 由于IGBT在电力电子设备中多用于高压场合，故驱动电路与控制电路在电位上应严格隔离。 ⑥ IGBT 的栅极驱动电路应尽可能简单实用，最好自身带有对 IGBT 的保护功能，并要求有较强的抗干扰能力。2.2.2 IGBT驱动电路 1．驱动电路的形式（1）分立元件 20世纪80年代，由分立元件构成的插接式IGBT驱动电路在由IGBT构成的设备上得以广泛应用。分立元件的驱动电路的设计和应用主要受当时电子元器件技术水平和生产工艺制约。但随着大规模集成电路技术的发展及贴片工艺的出现，这类分立元件插接式驱动电路因结构复杂、集成化程度低、故障率高而逐渐被淘汰。（2）光电耦合器驱动电路 由于光电耦合器构成的驱动电路具有结构简单、可靠性高、开关性能好等特点，在IGBT驱动电路设计中被广泛采用。由于驱动光电耦合器的型号很多，所以选用的余地也很大。用于IGBT的光电耦合器驱动电路的光电耦合器多选用东芝公司的TLP系列、夏普公司的PC系列、惠普公司的HCPL系列等。以TLP系列光电耦合器为例，驱动IGBT模块的光电耦合器主要采用的是TLP250和TLP251两个型号。对于小电流（15A左右）的IGBT，一般采用TLP251，外围再辅以驱动电源和限流电阻等就构成了最简单的驱动电路。而对于中等电流（50A左右）的IGBT，一般采用TLP250。而对于更大电流的IGBT，在设计驱动电路时一般在光电耦合器后面再增加一级放大电路，达到安全驱动IGBT模块的目的。光电耦合器的优点是体积小巧；缺点是反应较慢，因而具有较长的延迟时间（高速型光电耦合器一般也大于500ns），光电耦合器的输出级需要隔离的辅助电源供电。（3）厚膜驱动电路 厚膜驱动电路是在阻容元件和半导体技术的基础上发展起来的一种混合集成电路。它是利用厚膜技术在陶瓷基片上制作元件和连接导线，将驱动电路的各元件集成在一块陶瓷基片上，使之成为一个整体部件。使用厚膜驱动电路给设计、布线带来了很大的方便，可提高整机的可靠性和批量生产的一致性，同时也加强了技术的保密性。现在的厚膜驱动电路集成了很多保护电路和检测电路。（4）专用集成驱动电路 目前已开发和应用的专用集成驱动电路主要有IR公司的IR2111、IR2112、IR2113等，其他的还有三菱公司的EXB系列厚膜驱动电路等。 此外，现在一些厂商在IGBT驱动电路设计上采用了高频隔离变压器（如丹佛斯VLT系列变频电源），通过高频变压器对驱动电路电源及信号进行隔离，提高了驱动电路的可靠性，同时也有效地防止了主电路出现故障时对控制电路的损坏。在实际应用中，这种驱动电路的故障率很低，大功率IGBT也极少出现问题。用脉冲变压器隔离驱动IGBT有3种方法。 ① 无源方法就是用变压器次级的输出直接驱动IGBT器件，这种方法很简单，也不需要单独的驱动电源，但由于IGBT器件的栅极—发射极电容C一般较大，因而栅极和发射极间的电压波形将发生明GE显变形，除非将初级的输入信号改为具有一定功率的信号，脉冲变压器也应取较大的体积。 ② 有源方法中的变压器只提供隔离的信号，在次级另有整形放大电路来驱动 IGBT 器件，虽然驱动波形好，但是需要另外提供隔离的辅助电源给放大器供电。而辅助电源如果处理不当，可能会引进寄生干扰。 ③ 自给电源方法是对PWM驱动信号进行高频（几兆赫）调制。该信号加在隔离脉冲变压器的初级，在次级通过直接整流得到自给电源，而原PWM信号则需经过解调取得。显然，这种方法复杂，成本较高。 2．由分立元件构成的IGBT驱动电路 通常设计的驱动电路多采用脉冲变压器耦合，其优点是结构简单，适合用在中小功率变换设备上；缺点是不适用于大型功率变换设备上的大功率IGBT器件。脉冲变压器耦合的驱动电路存在波形失真，容易振荡，尤其是脉冲变压器耦合不良、漏感偏大时更为严重，抗干扰与抑制误触发能力低，并因其是一种无源驱动器而不适应高频大功率IGBT器件。 图2-24（a）所示的驱动电路适合于低频小功率驱动，当控制信号 V为高电平时，VT导通，输出信号 V对应控制的开关管 in1out（IGBT）导通；当控制信号 V为低电平时，VT导通，输出信号Vin2out对应控制的开关管（IGBT）被关断。 图2-24（b）所示的驱动电路是采用场效应管组成的推挽电路，其工作原理同图2-24（a）所示电路。这种电路的高频峰值驱动电流可达10A以上，适用于大功率IGBT器件。图2-24 驱动电路（电压型） 图2-25所示的驱动保护二合一电路适用于低频小功率驱动，如果将双极型NPN与PNP晶体管换成N沟道与P沟道大功率场效应管，就可形成高频大电流驱动器。图2-25 驱动保护二合一电路 图2-25所示的驱动保护二合一电路中不采用光电耦合器进行信号隔离，而用磁环变压器耦合方波信号。因光电耦合器的速度不可能过快，并存在上升、下降沿延时，采用变压器传输可获得陡直的上升、下降沿，几乎没有传输延时，适用于高频大功率的IGBT器件。本电路驱动速度快，过流保护关断快，是比较理想的驱动保护二合一实用驱动电路。 图2-26所示电路为采用肖特基管的驱动保护电路。图中VD选用4高频低压降肖特基管，用于VT的抗过饱和和缩短存储时间，以提高1关断速度。VD采用超快速恢复二极管。电路的工作原理是：由于C21的端电压在导通瞬间不能突变，对于高于ZD稳压值的方波，使VT基1极偏置而导通，经R与VD驱动IGBT导通。IGBT导通后，其集电极53为低电平，此时VD导通钳位，使VT的偏置回路维持导通，电容C211始终处于低电平。当发生过流时，IGBT的集电极和发射极之间的电压V迅速上升，ZD失去导通回路，使VT截止。R与C形成积分延CE131时，C可通过R在负半周的负电位更加可靠地导通VT。131图2-26 采用肖特基管的驱动保护电路 在图2-25所示驱动保护二合一电路的基础上增加软关断技术的驱动电路如图2-27所示。图2-27 增加软关断技术的电路 图2-28所示驱动电路为采用光电耦合器等分立元件构成的IGBT驱动电路。当输入控制信号时，光电耦合器VLC导通，晶体管VT截2止，VT导通，输出＋15V驱动电压。当输入控制信号为零时，VLC3截止，VT、VT导通，输出−10V电压。+15V和−10V电源需靠近驱动24电路，驱动电路输出端及电源地端至IGBT栅极和发射极的引线应采用双绞线，长度最好不超过0.5m。设计IGBT的驱动电路时应注意以下几点。图2-28 由分立元件构成的 IGBT驱动电路 ① IGBT 的栅极耐压一般在 ± 20V 左右，因此驱动电路输出端应设有栅极过压保护电路，通常的做法是在栅极并联稳压二极管或电阻。并联稳压二极管的缺陷是增加等效输入电容C，从而影响开关in速度。并联电阻的缺陷是减小输入阻抗，增大驱动电流，使用时应根据需要取舍。 ② 尽管IGBT所需的驱动功率很小，但由于MOSFET存在输入电容C，开关过程中需要对电容充放电，因此驱动电路的输出电流应in足够大。假定导通驱动时在上升时间t内线性地对 MOSFET 输入电r容 C充电，则驱动电流为 I=CV/t，其中可取 t= 2.2RC，R 为inGEinGSrrin输入回路电阻。 ③ 为可靠关闭IGBT，防止锁定效应，要给栅极加一负偏压，因此应采用双电源为驱动电路供电。 3．专用的混合集成IGBT驱动电路 分立式IGBT驱动电路中的分立元件多，保护电路复杂，可靠性和性能都比较差，因此实际应用中大多采用集成驱动电路。三菱公司的M579×××系列（如M57962L和M57959L）、富士公司的EXB系列（如EXB840、EXB841、EXB850和EXB851）、东芝公司的TLP系列、汤姆森公司的 VA4002 集成电路等的应用都很广泛。同一系列不同型号集成电路的引脚和接线基本相同，只是所适用的驱动器件的容量和开关频率以及输入电流幅值等参数有所不同。由集成电路TLP250构成的驱动电路如图2-29所示。TLP250内置光电耦合器的隔离电压可达 2 500V，上升和下降时间均小于 0.5μs，输出电流达 0.5A，可直接驱动 50A/1 200V 以内的IGBT。外加推挽放大晶体管后，可驱动电流容量更大的 IGBT。由 TLP250 构成的驱动器体积小，价格低，是不带过流保护的IGBT驱动器中较理想的产品。图2-29 由集成电路 TLP250构成的驱动电路2.3 IGBT的保护技术2.3.1 IGBT的过压保护 IGBT因过压等异常现象有可能损坏，因此，IGBT保护电路的设计尤为重要，要设计出与器件特性相匹配的过压保护电路。IGBT 过压可分为集电极—发射极过压、栅极—发射极过压、高dv/dt所致过压等几类。对于由高dv/dt所导致的过压故障，简单而又有效的保护方法就是采用电压钳位，在IGBT的集电极和栅极两端并接齐纳二极管，采用门极电压动态控制，当集电极电压瞬间超过齐纳二极管的钳位电压时，超出的电压将叠加在门极上（密勒效应起作用），可避免IGBT因受集电极—发射极过压而损坏。 采用门极电压动态控制可以解决由于过高的dv/dt带来的集电极—发射极瞬间过压问题，但它的弊端是当IGBT处于感性负载运行状态时，半桥结构中处于关断状态的IGBT由于其反并联二极管（续流二极管）的恢复，其集电极和发射极两端的电压急剧上升，承受瞬间很高的dv/dt。多数情况下该dv/dt值要比IGBT正常关断时的集电极—发射极电压上升率高，由于密勒电容的存在，该dv/dt值将在集电极和栅极之间产生一个瞬间电流，流向栅极驱动电路。该电流与栅极电路的阻抗相互作用，直接导致栅极—发射极电压V升高，甚至超过GEIGBT的导通门限电压 V，出现的恶劣情况就是使 IGBT 被误触发GE(th)导通，导致桥臂短路。第 3代IGBT模块的门限电压V最小值（5V）GE(th)比原来的NPT模块（现在普遍使用的DLC后缀模块的V值为GE(th)4.5V）要高，其抵抗由于密勒效应引起的误触发短路故障能力更强。这样，由于导通门限更高，第3代IGBT模块具有更强的抗干扰能力，可以更多地减少误触发所导致的直通短路故障发生。 1．IGBT的栅极过压保护电路 IGBT 的栅极—发射极驱动电压 V的保证值为±20V，如果在它GE的栅极与发射极之间加上超出保证值的电压，则可能会损坏IGBT，因此，在IGBT的驱动电路中应当设置栅压限幅电路。另外，若IGBT的栅极与发射极间开路，而在其集电极与发射极之间加上电压，则随着集电极电位的变化，由于栅极与集电极和发射极之间寄生电容的存在，栅极电位将升高，集电极—发射极有电流流过。这时若集电极和发射极间处于高压状态，可能会使IGBT发热甚至损坏。IGBT的栅极出现过压的原因有以下两个。 ① 静电聚积在栅极电容上引起过压。 ② 电容密勒效应引起栅极过压。 为防止IGBT的栅极—发射极过压情况发生，应在IGBT的栅极与发射极间并接一只几十千欧的电阻，此电阻应尽量靠近栅极与发射极，如图2-30所示。图2-30 栅极过压保护电路 由于IGBT的V和短路耐量之间的折中关系，应将栅极电压选CE(sat)为： + V= 15 × (1 ± 10%)V，− V为 5～10V。GG 2．IGBT集电极与发射极间的过压保护电路 IGBT的集电极—发射极过压的产生主要有两种情况。（1）直流过电压保护 施加到IGBT集电极和发射极间的直流电压过高而引发直流过压的原因是，输入交流电源或IGBT的前一级输入出现异常。解决的办法是在选取IGBT时进行降额设计，另外可在检测出这一过压时分断IGBT的输入，保证IGBT的安全。（2）浪涌电压的保护 集电极—发射极上的浪涌电压过高是因为电路中存在分布电感，加之IGBT的开关速度较高，当IGBT关断时及与之并接的反向恢复二极管逆向恢复时，就会产生很大的浪涌电压Ldi/dt，威胁IGBT 的安全。通常 IGBT 的浪涌电压波形如图2-31 所示。在图2-31 中，VCE为IGBT的集电极和发射极间的电压波形；i为IGBT的集电极电流；CV为输入IGBT的直流电压；V=V+Ldi/dt，为浪涌电压峰值。如dCESPdC果V超出IGBT的集电极—发射极间耐压值V，就可能损坏IGBT。CESPCES解决的办法主要有以下几种。图2-31 IGBT 的浪涌电压波形 ① 在选取IGBT时考虑设计裕量。 ② 在电路设计时调整IGBT驱动电路的R，使di/dt尽可能小。G ③ 尽量将电解电容靠近IGBT安装，以减小分布电感。 ④ 根据情况加装缓冲保护电路，以旁路高频浪涌电压。 缓冲保护电路对IGBT的安全工作起着很重要的作用。缓冲保护电路的类型和特点如下。 ① C 缓冲电路。如图2-32（a）所示，采用薄膜电容并靠近 IGBT 安装，其特点是电路简单，其缺点是由分布电感及缓冲电容构成 LC 谐振电路，易产生电压振荡，而且 IGBT 导通时集电极电流较大。 ② RC 缓冲电路。如图2-32（b）所示，其特点是适合于斩波电路，但在用于大容量 IGBT时，必须使缓冲电阻值增大，否则，导通时集电极电流过大，使IGBT的功能受到一定限制。 ③ RCD缓冲电路。如图2-32（c）所示，与RC缓冲电路相比，其特点是增加了缓冲二极管，从而使缓冲电阻增大，避开了导通时IGBT功能受阻的问题。该缓冲电路中缓冲电阻产生的损耗为： 式中：L为主电路中的分布电感，I为IGBT关断时的集电极电流，Cf为IGBT的开关频率， C为缓冲电容，V为直流电压值。d ④ 放电阻止型缓冲电路。如图2-33（d）所示，与 RCD 缓冲电路相比，其特点是产生的损耗小，适合于高频开关。在该缓冲电路中缓冲电阻上产生的损耗为：图2-32 缓冲保护电路 在设计IGBT保护电路时，应根据实际情况选取适当的缓冲保护电路，抑制关断浪涌电压。在进行装配时，要尽量降低主电路和缓冲电路的分布电感，接线越短越粗越好。 对于IGBT的关断过电压和续流二极管的反向恢复过压，采用设计缓冲电路是抑制集电极和发射极间过压的有效措施。缓冲电路之所以能减小IGBT集电极—发射极间的过压，是因为它给回路电感提供了泄能回路，降低了回路电感上电流的变化率。在逆变电源中所采用的缓冲电路如图2-33所示。图2-33所示电路中采用的抑制过压的器件如下。图2-33 缓冲电路 ① 金属氧化物压敏电阻（R～R）。金属氧化物压敏电阻是一rlr5种良好的电压尖峰抑制器件，它的响应时间为纳秒级，能抑制宽度很窄的尖峰电压。金属氧化物压敏电阻具有通流容量大（500～5 000A）、平均漏电流小（几微安）、适用电压范围广（30～1 500V）、体积小、可靠性高且价格低等特点，但它能抑制的尖峰电压宽度不能过大，否则压敏电阻将会因功耗过大而烧坏。 ② 并在直流母线上的无感电容。在图2-33中由电阻、电容、二极管构成放电阻止型缓冲电路。在放电阻止型缓冲电路中，要选择高频特性好的无感电容器作为缓冲电容，选择过渡正向电压低、反向恢复时间短、反向恢复特性软的二极管作为缓冲二极管。缓冲二极管的反向耐压及峰值正向电流要与IGBT的额定电压及额定电流相当。 3．IGBT开关过程中的过压（1）关断浪涌电压 关断浪涌电压是在IGBT关断瞬间流过IGBT的电流被切断时所产生的瞬时电压。它是由感性负载（L）及电路中的漏电感（L）产生p的，其总值，则，而，在极端情况下将产生（额定电压），导致器件损坏。为此要尽可能地减小电感（L）和电路中的漏电感（L）。电路中的漏电感p（L）由器件制造结构而定，在电路设计时应合理布线，以缩短线路p长度，并应适当加粗线路等。（2）恢复浪涌电压 续流二极管是在IGBT下臂关断时为电感性电流在上臂上续流提供通路（这时处于正向导通），它将减小di/dt值，防止产生过压。但当下臂导通时，续流二极管反向恢复，变为负值而关断，电流将要减小为零。因L存在要产生浪涌电压，阻止电流减小，尤其当使用硬恢p复二极管时，将产生较大的反向恢复di/dt值，可导致很高的瞬时电压出现。 在IGBT关断时，IGBT集电极电流的下降率较大，尤其是在短路故障的情况下，如不采取软关断措施，它的临界电流下降率将达到数千安每微秒。极高的电流下降率将会在主电路的分布电感上感应出较高的过压，导致IGBT关断时使其电流、电压的运行轨迹超出它的安全工作区而损坏。所以，从关断的角度考虑，希望主电路的电感和电流下降率越小越好。但对于IGBT的导通来说，集电极电路的电感有利于抑制续流二极管的反向恢复电流和电容器充放电造成的峰值电流，能减小导通损耗，承受较高的导通电流上升率。一般情况下，IGBT的集电极不需要串联电感，其导通损耗可以通过改善栅极驱动条件来加以控制。 IGBT 的关断缓冲吸收电路又可分为充放电型和放电阻止型，充放电型又有 RC 吸收和RCD吸收两种，如图2-34所示。RC吸收电路因电容的充电电流在电阻上产生压降，还会造成过冲电压。RCD电路因用二极管旁路了电阻上的充电电流，从而克服了过冲电压。图2-34 充放电型 IGBT缓冲吸收电路 图2-35所示是3种放电阻止型吸收电路。放电阻止型缓冲电路中吸收电容C（C）的放电电压为电源电压，每次关断前C（C）仅1212将上次关断电压的过冲部分能量回馈给电源，减小了吸收电路的功耗。因电容电压在IGBT关断时从电源电压开始上升，它的过压吸收能力不如 RCD 充放电型。就吸收过压的能力来说，放电阻止型的吸收效果稍差，但能量损耗较小。对缓冲吸收电路的要求如下。图2-35 3种放电阻止型吸收电路 ① 尽量减小主电路的布线电感。 ② 吸收电容应采用低感吸收电容，它的引线应尽量短，最好直接接在IGBT的端子上。 ③ 吸收二极管应选用快导通和软恢复二极管，以免产生导通过压和反向恢复引起较大的振荡过压。 4．接地回路的形式 当栅极驱动或控制信号与主电流共用一个电流路径时，会出现本应是地电位而实际有几伏的电位值，使本来偏置截止的器件有可能发生导通，从而造成误动作。因此，有下述3种避免接地回路噪声的电路，如图2-36所示。 图2-36（a）所示电路存在共地回路电位问题，它的栅极电路地线与主电路母线相通，适用于 100A 以下的六合一封装器件，但仍要高反偏置电压（5～15V）。图2-36（b） 所示电路对下半臂器件选用独立栅极电源供电，采用辅助发射极和驱动电源耦合电容的方法，能使接地回路噪声得到最有效的抑制，适用于200A以下的模块。图2-36（c）所示电路对下半臂的每一个栅极驱动电路都采用了分离绝缘电源，以消除接地回路的噪声问题，效果更好，适用300A及以上的模块。图2-36 避免接地回路噪声的电路2.3.2 IGBT的过流保护 1．故障电流的种类 在任何运行状态下，功率模块都需要受到保护，以避免其承受不允许的电流应力，也就是说，避免IGBT的运行区超出所给定的安全工作区。超出安全工作区运行将导致IGBT受损伤，其寿命会由此而缩短。情况严重时还会立刻导致 IGBT 损坏。因此，最重要的是先检测出临界的电流状态和故障，然后再去恰当地响应。故障电流是指超过安全工作区的集电极或漏极电流。它可以由错误的控制或负载引起。故障电流可通过以下机理导致IGBT损坏。 ① 由高功率损耗导致的热损坏。 ② 动态雪崩击穿。 ③ 静态或动态的擎住效应。 ④ 由过流引起的过压。 2．IGBT过流保护的分类 IGBT的过流保护可分为两类：一类是低倍数（1.2～1.5倍）的过载保护，一类是高倍数（可达8～10倍）的短路保护。（1）过载保护 原则上，IGBT在过流时的开关和通态特性与其在额定条件下运行时的特性相比并没有什么不同。由于较大的负载电流会引起 IGBT 内较高的损耗，所以，为了避免超过最高的允许结温，IGBT的过载范围应该受到限制。不仅是过载时结温的绝对值，而且连过载时的温度变化范围都是限制的因素。对于过载保护不必快速响应，可采用集中式保护，即检测输入端或直流环节的总电流。当此电流超过设定值后比较器翻转，封锁所有 IGBT 驱动器的输入脉冲，使输出电流减小为零。这种过载电流保护一旦动作后，要通过复位才能恢复正常工作。（2）短路保护 IGBT 能承受短路电流的时间很短，能承受短路电流的时间与该 IGBT 的导通饱和压降有关，随着饱和导通压降的增大而延长。如饱和压降小于 2V 的 IGBT 允许承受的短路时间小于 5μs，而饱和压降为 3V 的 IGBT 允许承受的短路时间可达 15μs，4～5V时可达30μs以上。存在以上关系是由于随着饱和导通压降的降低，IGBT的阻抗也降低，短路电流同时增大，短路时的功耗随着电流的平方增大，造成承受短路的时间迅速缩短。 原则上，IGBT 都是安全短路器件。也就是说，它在一定的外部条件下可以承受短路，然后被关断，而器件不会损坏。在考察短路时，要区分以下两种情况。 ① 短路Ⅰ。短路Ⅰ是指IGBT导通于一个已经短路的负载回路中。也就是说，在正常情况下的直流母线电压全部降落在IGBT上。短路电流的增大速度由驱动参数（驱动电压、栅极电阻）所决定。由于短路回路中寄生电感的存在，这一电流的变化将产生一个电压降，其表现为集电极—发射极电压特性上的电压陡降。稳态短路电流值由IGBT的输出特性所决定。对于IGBT来说，典型值最高可达到额定电流的8～10倍。 ② 短路Ⅱ。在此短路Ⅱ的情形下，IGBT 在短路发生前已经处于导通状态。和短路Ⅰ的情形相比较，IGBT所受的冲击更大。一旦短路发生，集电极电流迅速增大，其增大速度由直流母线电压V和短DC路回路中的电感所决定。在时间段1内，IGBT脱离饱和区。集电极—发射极电压的快速变化将通过栅极—集电极电容产生一个位移电流，该位移电流又引起栅极—发射极电压升高，其结果是出现一个动态的短路峰值电流I。在IGBT完全脱离饱和区后，短路电流趋C/SCM于其稳态值（时间段2）。在此期间，回路的寄生电感将感应出一个电压，其表现为IGBT过压。 在短路电流稳定后（时间段3），短路电流被关断。此时换流回路中的电感L将在IGBT上再次感应出一个过压（时间段4）。IGBT在K短路过程中所感应的过压可能会是其正常运行时的数倍。为保证IGBT安全运行，必须满足下列重要的临界条件。 ① 短路必须被检测出，并在不超过10μs的时间内关闭IGBT。 ② 两次短路的时间间隔最少为1s。 ③ 在 IGBT的总运行时间内，其短路次数不得大于 1 000 次。 短路Ⅰ和短路Ⅱ均将在IGBT中引起损耗，从而使结温上升。在这里，集电极—发射极电压的正温度系数有着一个优点（对漏源电压也同样适用），即使得稳态短路期间的集电极电流得以减小。 3．过流保护检测电路（1）用电阻或电流互感器构成的过流检测电路 用电阻或电流互感器构成的过流检测电路如图2-37（a）、（b）所示，可以将电阻或电流互感器初级与IGBT串联，检测IGBT集电极
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